Alimentación de motor de inducción con inversor de voltaje

Vista previa del material en texto

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL 
 
 
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA 
 
 
Alimentación de un motor de inducción con un inversor 
fuente de voltaje de seis pasos 
 
 
 TESIS 
 
 
QUE PARA OBTENER EL GRADO DE: 
 
 INGENIERO ELECTRICISTA. 
 
 P R E S E N T AN: 
 
 
Linares Miranda Fernando Daniel 
Rivera Reyes Marcos Isain 
 
 
 
México, D.F.
 
 
 
Abril de 2009
 ESIME-IPN 
 
 
 
AGRADECIMIENTOS. 
 
Agradezco a mis padres José Antonio y Eugenia a mis hermanos Fabiola, Antonio y 
Barbara, por el apoyo incondicional, los consejos, paciencia y el amor que siempre han 
demostrado. Sé que siempre puedo contar con ellos. 
Agradezco a todos mis amigos que siempre me apoyaron, por sus ánimos, por la 
compañía y por los consejos. 
Agradezco al laboratorio de electrónica de SEPI por todas las facilidades que nos 
brindaron para la realización del proyecto. 
Agradezco al profesor Domingo Almendares por el apoyo y por las facilidades 
brindadas. 
Agradezco a mi asesor Manuel García por todo el apoyo, consejos y por todas las 
asesorías que nos dio para comprender mejor el tema. 
Agradezco a esta gran institución que es el Instituto Politécnico Nacional y a todos los 
profesores que fueron parte de mi formación. 
Agradezco a Dios por todas las bendiciones, llenar mi vida da dichas y por permitirme 
llegar hasta estos momentos de mi vida . 
Y a todas aquellas personas que de una u otra forma, colaboraron o participaron en la 
realización de esta investigación, hago extensivo mi más sincero agradecimiento. 
 
 
Levántate y mira el sol por las mañanas y respira la luz del amanecer. Tu eres parte de la fuerza de tu 
vida; ahora despierta, lucha, camina, decídete y triunfarás en la vida; nunca pienses en la suerte, porque la 
suerte es: 'el pretexto de los fracasados'. 
Pablo Neruda. 
 
Fernando Daniel Linares Miranda. 
 ESIME-IPN 
 
 
 
AGRADECIMIENTOS 
Son muchas las personas especiales que me gustaría agradecer su amistad, apoyo, 
ánimo, tiempo, consejos, compañía en sus diferentes etapas de mi vida, algunas 
personas están aquí conmigo y muchas otras en mi recuerdo. Siempre les estaré 
profundamente agradecido por formar parte de mí, por todo lo que me han brindado y 
por sus buenos deseos. 
Dedicatorias: 
Mi tesis la dedico con mucho amor y cariño a ti DIOS que me diste la oportunidad de 
estar aquí y darme una maravillosa familia. 
Con mucho cariño a ti mamá y papá que siempre han estado al pendiente de mi, por 
esperarme cada noche a que llegara con bien a casa, por sus palabras que siempre me 
alientan a seguir adelante y sobre todo por tanto amor que me han demostrado, aunque 
hemos pasado momentos difíciles siempre han estado apoyándome y brindándome todo 
su cariño, gracias por cada llamada de atención que no dejaron que fuera por mal 
camino, les agradezco de todo corazón el que estén a mi lado. 
A mi hermano por confiar en mí, por estar conmigo en la mayor parte de mi carrera, por 
cada consejo y ayuda que me dio durante mi preparación, por saber darme un buen 
ejemplo, pero sobre todo por hacerme tío de una linda niña. 
Abuelitos, tíos, primos, sobrinos, cuñada, quisiera nombrarlos a todos pero son muchos, 
eso no significa que no me acuerde de cada uno de ellos, gracias por todo su apoyo y 
por cada momento que pasamos juntos en familia. 
Con mucho cariño a mi novia que es una persona especial en mi vida, por confiar en 
mí, por su amor, comprensión, por cada palabra de aliento, por estar a mi lado, por 
regalarme momentos alegres, por dejarme entrar a su familia y por cada momento que 
compartimos juntos. Gracias por todo lo que has hecho por mí. 
 
 
 
Marcos Isain Rivera Reyes. 
 ESIME-IPN 
 
 
 
RESUMEN 
 
El trabajo describe un diseño y una implementación de alimentación a un motor de 
inducción por medio de un inversor trifásico que actúa con un control, este inversor se 
compone de dispositivos electrónicos de potencia los cuales son encargados de generar 
las señales para alimentar a nuestro inversor. Se utiliza una modulación por ancho de 
pulsos convirtiendo de cc. a ca, teniendo un voltaje y una frecuencia de salida constante. 
El control de este inversor esta basado en el método de conducción a 180º. Se presenta 
el diseño de los circuitos necesarios así como hardware necesario del inversor, 
explicando cada una de las etapas. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
Contenido de trabajo 
En el capítulo uno, se fijan los objetivos, la justificación, se establece el estado del arte 
y alcance. 
En el capítulo dos se describe como se alimenta un motor trifásico de inducción con un 
VSI trabajando en modo de seis pasos. También, se describe el principio de operación 
de los principales semiconductores. 
En el capitulo tres se describe el diseño del circuito inversor de potencia trifásico, de 
los circuitos de control, de los semiconductores de potencia, de la etapa de aislamiento y 
de las señales de control. 
En el capitulo cuatro se describe los resultados y conclusiones. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
CONTENIDO 
RESUMEN 
Contenido de trabajo 
 
CAPITULO 1. INTRODUCCIÓN. …………………………………………………...1 
1.1. Objetivo General………………………………………………………………..…1 
1.2. Justificación……………………………………………………………………..…2 
1.3. Estado del Arte………………………………………………………………….....2 
1.4. Alcance……………………………………………………………………………..7 
 
 
CAPITULO 2. ALIMENTACION DE UN MOTOR DE INDUCCION CON UN 
INVERSOR DE SEIS PASOS………………………………………………………8 
 
2.1. Introducción………………………………………………………………………8 
2.2. Tipos de inversores……………………………………………………………….8 
2.3. El inversor monofásico en puente completo……………………………………9 
2.3.1. El inversor con modulación por onda cuadrada…………………….11 
2.4. Inversor trifásico fuente de voltaje…………………………………………….13 
2.4.1. Formas de onda de voltaje…………………………………………….18 
2.4.2. Formas de onda de corriente…………………………………………24 
2.4.3. Funcionamiento de los IGBT´s y Diodos…………………………….27 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
2.5. Elementos semiconductores del VSI..................................................................28 
2.5.1. Dispositivos semiconductores de potencia………………….………. 28 
2.5.2. Diodos de potencia…………………………………………………..…28 
2.5.3. Diodos de propósito general………………………………………….29 
2.5.4. IGBT.…………………………………………………………….……..31 
 
CAPITULO 3. DISEÑO DEL INVERSOR…………………………………….….34 
 
3.1. Descripción de los circuitos utilizados…………………………………….….…34 
3.2. Etapa de control (generador de pulsos)……………………………………….34 
3.2.1. Fuente 15 V de CA……………………………………………………34 
3.2.2. Fuente 5 V de CC…………………………………………………….35 
3.2.3. Generador de pulsos………………………………………………….35 
3.3. Etapa de aislación………………………………………………………………38 
3.4. Diseño y montaje del los circuitos manejadores de compuerta.……………40 
3.4.1. Manejador de salida IR2130……………………………………….…40 
3.4.2. Protección al IR2130…………………………………………..………42 
3.4.3. Tiempo muerto……………………………………………………..….43 
3.5. Etapa de potencia (INVERSOR)………………………………………...……..44 
 
CAPITULO 4. ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS……..…...47 
 
4.1. Resultados del diseño del VSI ……………………………………..……….474.2. Señales de entrada del IR2130………………………………………..…….48 
4.3. Señales de salida del IR2130……………………...............…………..…...49 
4.4. Resultados de forma de onda de voltaje con carga……………………....…51 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
CONCLUSIONES…………………………………………………………………57 
REFERENCIAS…………………………………………………………………...58 
GLOSARIO………………………………………………………………………..59 
ANEXOS…………………………………………………………………………...61 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
LISTADO DE FIGURAS. 
 
Figura 1.1. Constitución de la Máquina Asíncrona Trifásica. 
Figura 1.2. Estator de un motor de inducción. 
Figura 1.3. Rotor de un motor de inducción. 
Figura 1.4. Circuito equivalente por fase del motor de inducción. 
Figura 1.5. Diagrama fasorial del circuito equivalente. 
Figura 2. Circuito eléctrico de un inversor en puente completo. 
Figura 2.1. Inversor en puente completo representado con interruptores 
Figura 2.2. Circuitos equivalentes del inversor en puente completo (a) S1 y S2 
cerrados, (b) S3 y S4 cerrados, (c) S1 y S3 cerrados, (d) S2 y S4 cerrados. 
Figura 2.3. Formas de onda de tensión en la carga del inversor en puente controlado 
por onda cuadrada. 
Figura 2.4. Inversor trifásico como fuente de voltaje (VSI) conduciendo S1, S5 y S6. 
Figura 2.5aFormas de onda del os interruptores conduciendo a 180°. 
 Figura 2.5b tensiones de fase al neutro desplazado 120 ° 
Figura 2.6. Señales complementarias para los interruptores. 
Figura 2.7a Topologías definidas por las combinaciones de los transistores superiores. 
Representación de 6 topologías de voltaje diferente de cero (1)+Va –Vb + Vc ; (2)+Va –
Vb -Vc; (3) +Va +Vb - Vc; (4) -Va +Vb - Vc; (5) -Va +Vb + Vc; (6) -Va –Vb + Vc. 
Figura 2.7b Representación de las dos topologías con salida de voltaje cero. 
Figura 2.8. Forma de voltaje de línea para un puente inversor trifásico de seis pasos: 
(a), (b), (c) voltajes polares: (d), (e), (f) voltajes de línea; (g) secuencia de disparos del 
IGBT. 
Figura 2.9. Circuito equivalente para un inversor trifásico con carga balanceada con 
carga resistiva. 
Figura 2.10. Forma de onda de voltaje del inversor trifásico con carga balanceada (a), 
(b), (c) voltaje polar; (d) voltaje de fase; (e) voltaje entre el neutro de la carga y a 
medio punto de dc. 
Figura 2.11. Inversor trifásico con carga balanceada, conectada en estrella. 
 ESIME-IPN 
 
 
 
Figura 2.12. Formas de onda de voltajes y corrientes con un inversor trifásico de seis 
pasos con carga RL balanceada conectada en delta: (a) voltaje de línea, (b), (c), (d) 
corriente de fase; (d) corriente de línea de ca. 
Figura 2.13. Formas de onda de la corriente en el inversor trifásico de seis pasos con 
carga balanceada conectada en delta (a) corriente de línea ac; (b) corriente del IGBT; 
(c) corriente del diodo 4. 
Figura 2.14 La curva característica. 
Figura 2.15. Curva de transferencia de media onda 
Figura 2.16. Curva de transferencia de onda completa 
Figura 2.17. Símbolo de un IGBT. 
Figura 2.18 Circuito de un IGBT. 
Figura 2.19. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT (tensión 
colector emisor) 
Figura 2.20. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT (tensión 
compuerta emisor) 
Figura. 3.1. Diagrama de bloques 
Figura 3.2.Fuente de alimentación de 15V de cc. 
Figura 3.3. Generador de pulsos 5 V de C.A. con medio puente rectificador. 
Figura 3.4. Pulsos de media onda para activar el transistor. 
Figura 3.5. Generador de pulsos positivos y negativos 
Figura 3.6. Pulsos cuadrados de 5 volts de la fase A. 
Figura 3.7. Diagrama eléctrico del opto acoplador HCPL2531. 
Figura 3.8. Circuito equivalente de los generadores de pulsos y de la etapa de 
aislación. 
Figura 3.9. Diagrama a bloques del IR2130. 
Figura 3.10. Señales de entrada de driver ir2130. 
Figura 3.11. Tiempo muerto generado por el ir2130. 
Figura 3.12. Señales de los 6 IGBTs conectados a la fuente de cc. 
Fuente 3.13 Fuente de 320 V de cc. 
 ESIME-IPN 
 
 
 
Figura 3.14. Circuito eléctrico de la etapa de potencia del inversor 
Figura 3.15. Diagrama completo del circuito utilizado. 
Figura 4.1. Se muestra el esquema general de la implementación del puente inversor. 
Figura 4.2. Pulsos cuadrados medidos para las entradas HIN01 y LIN01 del IR2130 
para una fase. 
Figura 4.3. Señales de disparo para el IGBT. 
Figura 4.4. Pulsos trifásicos con una separación de 120º. 
Figura 4.5. Tiempo muerto de salidas del IR2130. 
Figura 4.6. Voltaje polar de una fase VA0. 
Figura 4.7. Tiempo muerto del voltaje polar VA0. 
Figura 4.8. Voltaje de fases VAN. 
Figura 4.9. Voltaje de línea VAB. 
Figura 4.10. Espectro de voltaje a la frecuencia fundamental 60 Hz. 
Figura 4.11. Foto de la etapa de control. 
Figura 4.12. Inversor funcionando con una carga resistiva. 
Figura 4.13. Inversor funcionando con un motor como carga 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
TABLAS 
Tabla 2.1. Muestra la tensión de salida que se obtiene al cerrar determinadas parejas de 
interruptores. 
Tabla 2.2. Estados de interruptor para inversor trifásico de fuente voltaje (VSI). 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXOS 
 
ANEXO 1. IRG4PC40UD 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXO 2. IR2130 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXO 3. HCPL2531 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXO 4. TRANSISTOR BC237 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXO 5. COMPUERTA NOT. DM 7404 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
ANEXO 6. DIODO 11DF4 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
1 
CAPITULO 1. 
1. Introducción. 
Históricamente los accionamientos con corriente continua (cc) de velocidad variable 
han sido usados por décadas, sin embargo en los últimos 30 años se han ido 
desplazando por los accionamientos con corriente alterna (ca). En 1990 la proporción 
fue del 40% de cc vs 60 % de ca, en 1995 fue del 30% de cc vs 70 % de ca y en el 
2000 del25% cc vs 75% de ca. Este desplazamiento radical ha sido fundamentalmente 
debido al desarrollo de los nuevos algoritmos de control del par en motores de 
inducción, y al desarrollo de la electrónica de potencia, de la microelectrónica y de los 
sistemas digitales (microprocesadores y procesadores digitales de señales) [10]. Con 
este avance tecnológico casi todos los procesos donde se utilicé fuerza de tracción se 
han visto beneficiado como son: las máquinas herramientas, extrusoras de plásticos, 
trenes de laminación, mecanismos de elevación, transportadores y elevadores de 
jmateriales, equipos de aire acondicionado, bombas, ventiladores, hornos rotativos o 
lineales, embotelladoras, norias frigoríficas, molinos, agitadores, etc. En dichas 
máquinas se requiere un control preciso del par y de la velocidad para lograr una 
adecuada productividad, una buena terminación del producto elaborado, evitar bruscas 
aceleraciones, diferentes productos a fabricar o garantizar la seguridad de personas y 
bienes. Este avance tecnológico nos ha motivado para tener un convertidor en el cual 
podamos lograr experiencia en el control de la energía eléctrica con el objeto de 
accionar un motor de inducción. 
1.1. Objetivo. 
Diseñar y montar un inversor fuente de voltaje (VSI del ingles Voltage Inverter Source) 
trifásico. Basándose en los semiconductores de potencia G4PC40UD (IGBT`s), el 
manejador para puente trifásico IR2130, así como los optó acopladores transistorizado 
de alta velocidad HCPL2531. EL VSI es alimentado con una fuente de corriente 
continua de 320 Vcc y a su vez este trabajara en modo de seis pasos y alimentará a un 
motor de corriente alterna como carga. 
 
 
 ESIME-IPN 
 
2 
1.2. Justificación 
El presente trabajo es para tener un prototipo de un inversor fuente de voltaje trifásico 
para que posteriormente se monte sobre una tarjeta impresa y poder hacer prácticas de 
laboratorio, así como el estudio del comportamiento del accionamiento del Motor de 
Inducción (MI), con diferentes técnicas de modulación del ancho de los pulsos (PWM 
del ingles Pulse Wide Modulation), Para el control de la velocidad y del par. 
 
1.3 Estado del Arte. 
El desarrollo de la electrónica en sus diferentes áreas junto con la teoría del control y el 
proceso de señales ha conformado herramientas indispensables para transformar y 
controlar la energía eléctrica. Una de las formas de obtener una fuente de voltaje ó 
corriente es utilizando un puente inversor, el cual permite transformar la energía 
eléctrica de cc. a ca. de magnitud y frecuencia variable. Con el invento del transistor 
surgieron otros dispositivos semiconductores como el IGBT y el MOSFET, con los 
cuales las complicaciones técnicas del SCR fueron superadas y el control de la energía 
resulto de una manera sencilla desde el punto de vista técnico. En un principio el SCR 
fue muy complicado de controlar, ya que para que se ponga en conducción se logra de 
forma relativamente sencilla pero, cuando éste tiene que dejar de conducir, es necesario 
aplicar un voltaje inverso (conmutación forzada), por lo que se requiere implementar 
circuitos complejos que realicen esta operación. 
 
Los circuitos inversores pueden tener dos topologías diferentes, es decir pueden 
funcionar como una fuente de voltaje (VSI) ó como una fuente de corriente (CSI). El 
VSI mantiene el voltaje de entrada al inversor constante y la corriente de carga es 
variable en dependencia de las variaciones de la carga, mientras que en el CSI el efecto 
es contrario, es decir la corriente se mantiene constante y el voltaje es variable en 
función de la potencia que demanda la carga. El VSI es el más usado y puede ser de dos, 
tres o más niveles de voltaje. Cuando un motor de inducción es alimentado con un 
inversor de dos niveles, cada fase puede ser conectada a solo dos niveles de voltaje 
(+Vcd ó - Vcd). Mientras que en los inversores de tres niveles, cada fase del motor 
 ESIME-IPN 
 
3 
puede ser conectada a tres niveles de voltaje (Vcc, cero y -Vcc ) [13,14].Otra posibilidad 
de obtener un terminal neutro (cero volts) se logra al añadir una cuarta rama al inversor . 
La transformación de la energía eléctrica de cc. a ca, es un proceso complejo, 
especialmente cuando se requiere que las señales de ca. generadas sean senoidales. Otro 
aspecto técnico muy importante es el grado de aprovechamiento de la fuente de cc, 
durante el proceso de conversión de la señal continua en corriente alterna. Se han 
desarrollado diferentes técnicas que permiten lograr lo anterior, por ejemplo la 
modulación del ancho de los pulsos senoidal (PWM senoidal). De la técnica de control 
utilizada para el inversor depende, el aprovechamiento de la fuente de cc y la distorsión 
de la señal de la corriente a la salida del inversor [15]. Por lo que, la operación de los 
interruptores estáticos del inversor está definida por el tipo de estrategia de modulación 
del ancho de los pulsos (PWM). Los avances obtenidos en el control de la energía 
eléctrica, permitieron el desarrollo de los accionamientos de cc y ca. Los primeros 
accionamientos que se utilizaron fueron los de corriente continua, debido a sus 
características [11]. Sin embargo, las desventajas de la máquina de cc al tener un 
conmutador mecánico y escobillas, provocan que sea necesario realizar un 
mantenimiento frecuente, otra característica de la máquina de cc que limita su uso en 
algunas operaciones son los bajos niveles de voltaje y de velocidad a los que puede 
operar. 
Estos factores han ocasionado que estos accionamientos sean poco atractivos en algunas 
aplicaciones industriales. El desarrollo de la electrónica de potencia, de la 
microelectrónica y de los sistemas digitales (microprocesadores), ha permitido tener 
otra alternativa, como es la utilización del motor de corriente alterna. 
Los primeros accionamientos de ca fueron implementados utilizando el control escalar 
(voltaje/frecuencia, v/f), el cual se basa en mantener al flujo en el entre-hierro constante, 
esto sucede si se mantiene la relación v/f constante [1,10,12,]. Esta consideración no es 
exacta, ya que existen variaciones en el flujo magnético, especialmente a bajas 
velocidades y con variaciones en el par electromagnético. 
Las deficiencias en el control escalar, son superadas con la innovación del control 
vectorial (control por campo orientado y control directo par). El control por campo 
orientado se basa en orientar el flujo del rotor, del estator o del entre hierro en un eje 
 ESIME-IPN 
 
4 
ortogonal rotatorio, lográndose de esta forma ecuaciones dinámicas del motor de 
inducción, semejantes a las ecuaciones de la máquina de cc. 
Mediante la orientación del flujo magnético de la máquina, en una de las componentes 
ortogonales de la corriente del estator, es posible desacoplar la máquina y lograr 
controlar el flujo magnético y el par desarrollado, de forma semejante a como se realiza 
en la máquina de cc [16,17]. El desarrollo de sistemas para controlar la velocidad en 
motores de inducción se ha venido dando desde hace muchos años. 
Las máquinas asíncronas (como el motor de inducción) se basan en el principio de la 
acción de un campo magnético giratorio sobre un arrollamiento en cortocircuito. 
 
 
Figura 1.1. Constitución de la Máquina Asíncrona Trifásica. 
 
El sistema magnético de una máquina asíncrona consta de 2 núcleos: el núcleo exterior 
fijo que tiene la forma de un cilindro hueco y el núcleo cilíndrico interior giratorio. La 
parte fija de la máquina se llama estator y la parte giratoria rotor. En las figuras1.2 y 
1.3, se muestran el estator y el rotor de un motor de inducción, respectivamente.ESIME-IPN 
 
5 
 
Figura 1.2. Estator de un motor de inducción 
 
 
Figura 1.3. Rotor de un motor de inducción 
Para el análisis en estado estable, se utiliza el circuito equivalente del motor mostrado 
en la figura 1.4. Us es el voltaje en las terminales del estator y será diferente de la 
fuerza electromotriz (f.e.m) U m, debido a la caída en la resistencia Rs y en la reactancia 
de dispersión XLS del estator. La corriente de excitación sin carga Io, se compone de: la 
corriente de perdidas en el núcleo (I o = Um / Rm) y la corriente de magnetización (Im = 
U m / XLm) siendo Rm la resistencia que representa a las pérdidas en el núcleo y X Lm la 
reactancia de magnetización. 
En el rotor se induce una fuerza electromotriz, U´r , que provoca la circulación de la 
corriente I´r (el símbolo ( ´ ) representa que son magnitudes referidas al estator). La 
corriente del estator Is es la suma fasorial de las corrientes Io e I´ r [1,12,]. 
 
 ESIME-IPN 
 
6 
 
Figura 1.4. Circuito equivalente por fase del motor de inducción. 
El diagrama fasorial del circuito equivalente se muestra en la figura 1.5. Del circuito 
equivalente, se obtiene la siguiente ecuación (1.1); 
 
 
 (1.1) 
Donde: 
 S = ωS1 / ωe - deslizamiento. 
ω S1 - frecuencia del rotor en rad/s. 
ωe = 2 π f1 
f1 - frecuencia del estator en Hz. 
 ESIME-IPN 
 
7 
 
Figura 1.5. Diagrama fasorial del circuito equivalente. 
 
1.4. Alcance. 
El alcance que proponemos es presentar un diseño de VSI para que se puedan hacer 
pruebas de laboratorio e implementar diferentes técnicas de modulación. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
8 
CAPITULO 2 
ALIMENTACION DE UN MOTOR DE INDUCCION CON UN INVERSOR DE 
SEIS PASOS 
2.1 Introducción 
Los convertidores de cc a ca se llaman inversores. La función de un inversor es cambiar 
un voltaje de entrada de cc a un voltaje simétrico de salida de ca, con la magnitud y 
frecuencia deseadas. El voltaje y frecuencia de salida podrían ser fijos o variables. Un 
voltaje variable de salida se puede obtener haciendo variar el voltaje de entrada de cc 
manteniendo constante la ganancia del inversor. Por otra parte, si el voltaje de cc de 
entrada es fijo y no es controlable, se puede obtener un voltaje variable de salida 
haciendo variar la ganancia del inversor, lo que se consigue normalmente con control 
por modulación de ancho de pulso (PWM). La ganancia del inversor se puede definir 
como la relación entre el voltaje de salida de ca y el voltaje de entrada de cc 
Las aplicaciones típicas de los inversores de potencia pueden ser: 
• Accionamientos de motores de CA de velocidad ajustable. 
• Sistemas de alimentación ininterrumpida (SAI) 
• Dispositivos de corriente alterna que funcionan a partir de una batería. 
• Hornos de inducción., etc. 
 
2.2 Tipos de inversores. 
Los inversores pueden ser fuente de voltaje (VSI Voltage Source Inverter) o fuente de 
corriente (CSI current Source Inverter). Los primeros están alimentados por una fuente 
de cc de baja impedancia como puede ser una batería o un rectificador, en el que a la 
salida tendrá un filtro LC. El filtro capacitivo en paralelo con las terminales del 
inversor mantiene un voltaje constante. 
El inversor de corriente está alimentado por una corriente controlada desde una fuente 
cc de alta impedancia. Típicamente un rectificador de tiristores controlados por fase 
 ESIME-IPN 
 
9 
alimenta este inversor con una corriente regulada a través de un inductor en serie; por lo 
tanto, la corriente de carga es controlada y el voltaje de salida del inversor es 
dependiente de la impedancia de la carga 
 
2.3 El inversor monofásico en puente completo. 
El inversor en puente completo está formado por dos medios puentes, estos a su vez 
formados por dos semiconductores de potencia totalmente controlados, típicamente; 
transistores, MOSFETs o IBGTs, tal y como se muestra en la figura 2.0. 
 
 
Fig. 2.0. Circuito eléctrico de un inversor en puente completo. 
 
Los transistores S1, S2, S3 y S4, pueden representarse con interruptores como se 
muestra en la Figura. 2.1. 
 
 ESIME-IPN 
 
10 
 
Figura 2.1. Inversor en puente completo representado con interruptores. 
 
 
Figura 2.2. Circuitos equivalentes del inversor en puente completo: (a) S1 y S2 
cerrados, (b) S3 y S4 cerrados, (c) S1 y S3 cerrados, (d) S2 y S4 cerrados. 
 ESIME-IPN 
 
11 
La tensión en la carga Vc puede ser + Vcc, -Vcc, ó 0, dependiendo del estado de los 
interruptores. Las figuras 2.2a a 2.2d muestran los circuitos equivalentes para las 
posibles combinaciones de los interruptores. 
 
 
Observe que S1 y S4 no deberían estar cerrados al mismo tiempo, ni tampoco S2 y S3 
para evitar un cortocircuito en la fuente de cc es. Los interruptores reales no se abren y 
se cierran instantáneamente, por tanto debe tenerse en cuenta los tiempos de 
conmutación al diseñar el control de los interruptores. El tiempo permitido para la 
conmutación se denomina tiempo muerto (“dead time”). Para obtener una tensión en la 
carga Vc igual a cero se pueden cerrar al mismo tiempo los interruptores S1 y S3 o bien 
S2 y S4. Otra forma de obtener una tensión cero a la salida sería eliminando las señales 
de control en los interruptores, es decir, manteniendo abiertos todos los interruptores. 
2.3.1. El inversor con modulación por onda cuadrada 
La técnica de modulación o el esquema de conmutación más sencillo del inversor en 
puente completo es el que genera una tensión de salida en forma de onda cuadrada. En 
éste caso los interruptores conectan la carga a + VCC cuando S1 y S2 están cerrados 
(estando S3 y S4 abiertos) y a - VCC cuando S3 y S4 están cerrados (estando S1 y S2 
abiertos). La conmutación periódica de la tensión de la carga entre + VCC y - VCC 
genera en la carga una tensión con forma de onda cuadrada. Aunque esta salida alterna 
no es senoidal pura, puede ser una onda de alterna adecuada para algunas aplicaciones, 
como por ejemplo impulsores (“variadores”, “reguladores” o “controles”) de motor de 
 ESIME-IPN 
 
12 
ca y velocidad variable, o en calentamiento por inducción, fuentes de alimentación de 
reserva y fuentes de alimentación ininterrumpible. 
La forma de onda de la corriente en la carga depende de los componentes de la carga. 
En una carga resistiva, la forma de onda de la corriente corresponde con la forma de la 
tensión de salida. Una carga inductiva tendrá una corriente más senoidal que la tensión, 
a causa de las propiedades de filtrado de las inductancias. Una carga inductiva requiere 
ciertas consideraciones a la hora de diseñar los interruptores del inversor, ya que las 
corrientes de los interruptores deben ser bidireccionales ya que la corriente de una carga 
inductiva se retrasa con respecto al voltaje. Para ello, se suelen poner diodos en 
antiparalelo con cada uno de los interruptores. En el caso del inversor en puente 
completo se utilizan cuatro diodos en anti paralelo, uno por cada interruptor. 
La figura 2.3. Muestra la forma de onda de la tensión de salida Vcc para un inversor en 
puente de onda completa con modulación por onda cuadrada. Éste tipo de modulación 
no permite el control de la amplitud ni del valor eficaz de la tensión de salida, la cual 
podría variarse solamente si la tensión de entrada Vcc fuese ajustable.Figura 2.3. Forma de onda de tensión en la carga del inversor en puente controlado 
por onda cuadrada. 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
13 
2.4. Inversor trifásico fuente de voltaje. 
Este inversor es formado por tres medios puentes como se muestra en la figura 2.4, en 
esta se muestra uno de los ocho estados que puede tomar. Vcc es la tensión de corriente 
continua. VaN, VbN y VcN son tensiones de fase con respecto al neutro de la carga que 
está conectada en estrella. Cada transistor conducirá durante 180°. Tres transistores se 
mantienen activos durante cada instante de tiempo. Cuando el transistor S1 está 
activado, la terminal Va, se conecta con la terminal positiva del voltaje de entrada. 
Cuando se activa el transistor S4, la terminal Va se lleva a la terminal negativa de la 
fuente de cd. La figura 2.5a) indica intervalos de 180° para el estado cerrado y el estado 
abierto de cada interruptor S1, S2, S3, S4, S5, S6. La secuencia y el desplazamiento de 
120° de Van, Vbn y Vcn de la figura 2.5b) se genera por el orden establecido para la 
conmutación de los interruptores de cada rama o medio puente. 
 
 
Figura 2.4. Inversor trifásico como fuente de voltaje (VSI) conduciendo S1, S5 y S6. 
 ESIME-IPN 
 
14 
 
Figura 2.5(a) Formas de onda de los interruptores conduciendo a 180°. Figura 2.5(b) 
tensiones de fase al neutro desplazado 120 ° 
El periodo (360°) se divide en seis intervalos, en cada intervalo hay tres interruptores o 
transistores conduciendo; uno por cada rama siguiendo la secuencia (S5,S6,S1), 
(S1,S2,S6), (S1,S2,S3), (S2,S3,S4), (S3,S4,S5) y (S4,S5,S6). Las señales de control (las 
cuales que se muestran en la figura 2.5(a)) para el transistor superior e inferior de una 
misma rama deben ser complementarias para evitar que los transistores 
correspondientes conduzcan al mismo tiempo provocando un corto en la fuente de 
voltaje de C.C. 
 ESIME-IPN 
 
15 
 
Figura 2.6. Señales de control para los interruptores. 
Esta correspondencia opuesta en la señal de control simplifica el análisis de la secuencia 
de encendido y apagado de los interruptores. Las explicaciones siguientes estarán 
enfocadas para los pulsos de los transistores superiores. Como convenio se asocia el 
estado lógico “1” cuando el transistor superior conduce y “0” cuando el transistor 
superior está apagado, es decir, x = 2 estados lógicos. Tomando a S1, S3 y S5 como tres 
variables con x = 2 estados lógicos (1,0); se calcula entonces que 2³ = 8 combinaciones 
de las cuales seis generan voltajes diferentes de cero (figura 2.7(a)). Las dos restantes 
producen configuraciones que producen voltaje cero porque no hay una ruta para el 
flujo de la corriente (figura 2.7.(b)). La secuencia de los interruptores superiores 
cerrados de la figura 2.7. se ordena en la tabla 2.2; en esta se indica que fases quedan 
conectadas a la terminal positiva y la representación binaria de las combinaciones 
generadas por los estados lógicos de los IGBT´s. 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
16 
 
 
Figura 2.7.(a) Topologías definidas por las combinaciones de los transistores 
superiores. Representación de las seis configuraciones de voltaje diferente de cero 
(1)+Va –Vb + Vc ; (2)+Va –Vb -Vc; (3) +Va +Vb - Vc; (4) -Va +Vb - Vc; (5) -Va +Vb + Vc; 
(6) -Va –Vb + Vc. 
 
Figura 2.7b Representación de las dos topologías con salida de voltaje cero. 
Las configuraciones (1) hasta la (6) de la tabla 2.2, generan las señales trifásicas de la 
figura 2.5b). 
 
 ESIME-IPN 
 
17 
Tabla 2.2. Estados de los interruptores para inversor trifásico de fuente 
de voltaje (VSI) 
Estados Estado 
No. 
Estados de 
Interruptor 
Superiores 
Vab Vbc Vca 
S6, S1 y S5 están cerrados 
y S3, S4 y S2 están abiertos 
1 101 Vd -Vd 0 
S1, S2 y S6 están cerrados, 
y S4, S5 y S3 están abiertos 
2 100 Vd 0 -Vd 
S2, S3 y S1 están cerrados 
y S5,S6 y S4 están abiertos 
3 110 0 Vd -Vd 
S3, S4 y S2 están cerrados 
y S6,S1 y S5 están abiertos 
4 010 -Vd Vd 0 
S4, S5 y S3 están cerrados 
y S1, S2 y S6 están abiertos 
5 011 -Vd 0 Vd 
S5,S6 y S4 están cerrados 
y S2, S3 y S1 están abiertos 
6 001 0 -Vd Vd 
S4, S2 y S6 están cerrados 
y S1, S5 y S3 están abiertos 
7 000 0 0 0 
S1, S3 y S5 están cerrados 
y S4, S6 y S2 están abiertos 
8 111 0 0 0 
 
La tabla muestra ocho estados de conmutación. Los transistores de S1 a S6 de la figura 
2.6 actúan como interruptores. Si dos interruptores, uno superior y uno inferior, 
conducen al mismo tiempo de tal modo que la tensión de salida sea +/- Vcc, el estado de 
conmutación es 1, mientras que si esos interruptores están abiertos al mismo tiempo, el 
estado de conmutación es cero. Los estados de 1 a 6 producen tensiones de salida 
distintos a cero. Los estados 7 y 8 producen tensiones de línea cero. 
 
 ESIME-IPN 
 
18 
2.4.1. Formas de onda de voltaje. 
El punto medio de la fuente de cc, (punto 0 del VSI; mostrado en la figura 2.6.) se toma 
como referencia para definir los voltajes polares Va0, Vb0 y Vc0 los cuales tienen forma 
de onda cuadrada como se muestra en la figura 2.8 (a, b y c). Los tres voltajes polares 
son naturales por cambios en la carga o frecuencia de operación y son generados por el 
estado de conmutación de los interruptores (IGBT´s) del medio puente correspondiente. 
Como en el puente monofásico el voltaje polar es +Vd/2 para la mitad del puente esto 
ocurre cuando los IGBTs superiores están conduciendo (los IGBT´s inferiores no 
conducen), y es –Vd/2, cuando los IGBTs inferiores están conduciendo ( los IGBT´s 
superiores no conducen) 
Cada voltaje de línea se obtiene de la diferencia de los voltajes. 
 VAB = VA0-VB0 
 VBC = VB0-VC0 
 VCA = VC0-VA0 (2.1) 
Las formas de onda de voltaje de línea se observa en la figura 2.8(d, e y f) y tiene 
intervalos de 0 a 60º en cada medio ciclo de voltaje. 
La forma de onda de voltaje polar es una onda cuadrada de amplitud Vd/2, y puede ser 
expresada por las series de Fourier de acuerdo con la siguiente ecuación (2.2) 
VA0 = 
4
𝜋 
.
𝑉𝑑
2
 sin𝓌𝑡 +
1
3
sin 3𝓌𝑡 + 
1
5
sin 5𝓌𝑡 +
1
7
sin 7𝓌𝑡 + 
1
9
sin 9𝓌𝑡 + ⋯ . (2.2) 
Esta es similar para VB0 con un desplazamiento de 120º y es expresada en la ecuación 
(2.3) 
VB0 = 
4
𝜋 
.
𝑉𝑑
2
 sin(𝓌𝑡 −
2𝜋
3
) +
1
3
sin3𝓌𝑡 + 
1
5
sin 5(𝓌𝑡 −
2𝜋
3
) +
1
7
sin 7(𝓌𝑡 −
2𝜋
3
+
 19sin9𝓌𝑡+…(2.3) 
 ESIME-IPN 
 
19 
 
 
Figura 2.8. Forma de voltaje de línea para un puente inversor trifásico de seis pasos: 
(a), (b), (c) voltajes polares: (d), (e), (f) voltajes de línea; (g) secuencia de disparos del 
IGBT. 
 ESIME-IPN 
 
20 
El voltaje de línea VAB se obtiene entre la diferencia de VA0 y VB0, y no contienen 
ningún tercer armónico o múltiplos de tres. Las armónicas restantes de la forma de onda 
del voltaje de línea son de orden k = 6 n - 1, donde n es un numero entero positivo. La 
serie de Fourier completa para VAB es: 
 VAB = 
2√3
𝜋 
.𝑉𝑑 sin𝓌𝑡 −
1
5
sin 5𝓌𝑡 − 
1
7
sin 7𝓌t + 
1
11
sin 11𝓌𝑡 +
1
13
 𝑠𝑖𝑛13𝓌𝑡… .(2.4) 
El valor de rms de voltaje de línea es 
√2
3
 o 0.816 Vd y el valor fundamental de rms es 
√𝑉𝑑
𝜋
 
o 0.78 Vd. 
Si el inversor alimenta una carga balanceada, el voltaje de línea a neutro o voltaje de 
fase tiene una forma de onda de seis distintos pasos por ciclo por lo que es llamada 
onda de seis pasos o conducción a 180º, esto es fácilmente demostrado en el caso de una 
carga resistiva, el circuito equivalente de cada una de las conexiones que toma para una 
carga trifásica conectada en estrella es mostrado en la figura 2.9. 
Los voltajes de línea son VAB = + Vd, VBC = - Vd, VCA = 0, el voltaje de fase es 
deducible por la acción simple de potencia p y son; VAN = VCN = + Vd/3 y VBN = -2 
Vd/3. Este proceso es repetido por los cinco intervalos restantes resultando seis pasos 
para el voltaje de fase. 
La forma de onda de la figura 2.9. muestra el voltaje de fase, Van, para una carga 
resistiva balanceada trifásica. Esta figura también muestra las diferentes conexiones de 
la carga que se dan en cada intervalo de 60° 
 
 ESIME-IPN 
 
21 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
22 
 
Figura 2.9. Circuito equivalente para un inversor trifásico con carga trifásica 
balanceada con carga resistiva. 
Esta ecuación general relata las tensiones de línea a neutro, estas cargas no son 
dependientes. Como se muestra en la siguiente ecuación (2.5). 
 
 VAN = 
1
3
 (2 VA0 - VB0 - VC0) 
 VBN = 
1
3
 (2 VB0 – VC0 – VA0) 
 VCN = 
1
3
 (2 VC0 – VA0 – VB0) (2.5) 
El voltaje instantáneo del neutro de la carga a cero volts de la fuente de corriente directa 
es dada por la ecuación (2.6). 
 VN0 = 
1
3
 (VA0 - VB0 - VC0) (2.6) 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
23 
 
Figura 2.10. Forma de onda de voltaje del inversor trifásico con carga balanceada (a), 
(b), (c) voltaje polar; (d) voltaje de fase; (e) voltaje entre el neutro de la carga y la 
fuente de corriente continua al punto medio. 
Los armónicos que contienen del voltaje fase de seis pasos no son lo mismo que el de la 
forma de onda del voltaje de línea y la diferencia entre forma de onda entre los dos 
voltajes es debido a la diferente relación de fases entre la fundamental y la de las 
armónicas. Se puede ver la serie de Fourier que expresa para VAN 
 VAN = 
2
𝜋 
.𝑉𝑑 sin𝓌𝑡 +
1
5
sin 5𝓌𝑡 + 
1
7
sin 7𝓌t + 
1
11
sin 11𝓌𝑡 +
1
13
 𝑠𝑖𝑛13𝓌𝑡… . 
 (2.7) 
 ESIME-IPN 
 
24 
La forma de onda para VN0 (ver figura 2.10 (e)), se muestra la tercera armónica 
suprimida, ahora aparecen entre la carga del neutro y la mitad del punto de cc. Como 
una forma de onda cuadrada del voltaje de tres tiempos. 
 
2.4.2. Formas de onda de corriente. 
En el inversor de seis pasos se pueden usar transistores (SCR´s, IGBT´s, MOSFET´s, 
etc) pero la forma de onda del inversor de corriente es determinada por las 
características de la carga y son independientes de la potencia del dispositivo que 
manejen, excepto en el momento que los dispositivos estén en el periodo de 
conmutación. 
La forma de onda de corriente de los inversores pueden tener una carga RL (resistiva e 
inductiva) balanceada, conectada en estrella, esta se muestra en la figura 2.11, la 
dirección positiva de la corriente iA, iB, iC, y la corriente de fase ia, ib, ic, son indicadas 
en la figura 2.12. 
 
Figura 2.11. Inversor trifásico con carga balanceada, conectada en estrella 
 ESIME-IPN 
 
25 
La forma de onda de voltaje de línea de la figura. 2.8 muestra que cada fase conectada 
en estrella está sujeta a la forma de onda cuadrada del voltaje con niveles de + Vd, cero 
y –Vd. La corriente de fase, para las tres consiste en una serie de cambios exponenciales 
producidos por los cambios en la aplicación de voltaje, origina un tiempo que se toman 
en el instante cuando el S4 es apagado y el S1 es encendido, saliendo S5, S6 y S1 para 
los tres IGBT’s. El voltaje aplicado para la fase A de la conexión, la carga ahora tiene 
una forma de onda para VAB de la figura 2.12 (a) con + Vd aplicado a los primeros 120º 
del ciclo, esto produce que la corriente cambie y se puede ver en la fig. 2.12 (b). 
Después de los tres ciclos S3 esta conmutando y S6 está apagado de tal modo 
conectando ambas terminales de fase A para la fuente positiva y reduciendo el voltaje 
de fase a cero, sin embargo la corriente inductiva puede circular alrededor del circuito 
compuesto de S1 y D3. 
Así la corriente de fase decae por i2 y se puede notar en la figura 2.12 (b). El medio 
ciclo que es completado después de 180º, cuando el S4 está conduciendo y el voltaje Vd 
es aplicado a través de la fase A con polaridad contraria. Las dos formas de onda 
restantes de fase son similares a la fase A solo que desplazadas 120º y 240º 
respectivamente. La corriente de línea se obtiene generalmente de la diferencia de las 
dos corrientes de fase. 
 
 ESIME-IPN 
 
26 
 
Figura 2.12. Formas de onda de voltajes y corrientes con un inversor trifásico de seis 
pasos con carga RL balanceada conectada en estrella: (a) voltaje de línea, (b), (c), (d) 
corriente de fase. 
2.4.3. Funcionamiento de los IGBT´s y Diodos 
En la figura 2.11 Se origina un tiempo muerto cuando S4 no está conduciendo y S1 está 
conduciendo. Sin embargo, la corriente de línea iA es negativa, y esta debe llevarse por 
una realimentación por el D1 reduciendo la corriente neta señalada en la fuente de cc. 
Subsiguientemente iA inverso y S1 empieza a conducir, como empieza al instante de la 
corriente inversa esta carga es dependiente y el IGBT es muy fiable para dedicarse a 
llenar 180º durante la conducción. 
Al final de este medio periodo, la IL permanece positiva para que ese tiempo deba 
llevarse por el D4, la forma de onda de la IL es repetida en la figura 2.13(a) con el 
dispositivo conduciendo indicado por cada posición de los ciclos de ac. Así el IGBT y 
la forma de onda de la corriente de línea se muestra en la figura 2.13 (b) y (c). La 
retroalimentación de los diodos también conduce por una porción de cada medio ciclo 
 ESIME-IPN 
 
27 
destacando el factor de potencia de la carga y conmutando la operación de la carga con 
los IGBTs, el inversor es factible. 
 
Figura 2.13. Formas de onda de la corriente en el inversor trifásico de seis pasos con 
carga balanceada (a) corriente de línea ac; (b) corriente del IGBT; (c) corriente del 
diodo 4. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
28 
2.5. ELEMENTOS SEMICONDUCTORES DEL VSI. 
2.5.1. Dispositivos semiconductores de potencia. 
Los semiconductores son materiales cuya conductividad varía con la temperatura, 
pudiendo comportarse como conductores o como aislantes, su conductividad eléctrica 
aumenta con la temperatura. A la temperatura ambiente, los semiconductores presentan 
conductividades eléctricas intermedias entre la de los metales y la de los aislantes. Sin 
embargo se desean variaciones de la conductividad no con la temperatura sino ser 
controlados con voltaje o corriente.Desde que se desarrolló el primer tiristor, el SCR a finales de 1957, ha habido progresos 
impresionantes en los dispositivos semiconductores de potencia [2], como el manejo de 
corrientes más altas, rápidos tiempos de activación y desactivación, esto permite que 
estos dispositivos operen a frecuencias muy altas, como resultado los inductores y 
capacitores asociados sean más pequeños y más baratos. 
 
2.5.2. Diodos de potencia. 
Uno de los dispositivos más importantes de los circuitos de potencia son los diodos, que 
es un dispositivo de unión pn con dos terminales (ánodo y cátodo). Cuando el potencial 
es positivo con respecto al cátodo, se dice que el diodo esta polarizado directo, y 
conduce. Un diodo conductor tiene una caída directa de voltaje a través de él 
relativamente pequeña; la magnitud de esta caída depende del proceso de manufactura y 
de la temperatura de la unión. Cuando el potencial del cátodo es positivo con respecto al 
ánodo, se dice que el diodo esta polarizado inverso. 
Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción, deben ser 
capaces de soportar una alta intensidad de corriente con una pequeña caída de tensión. 
En sentido inverso, deben ser capaces de soportar un nivel elevado de tensión negativa 
de ánodo respecto al cátodo, con una pequeña intensidad de corriente inversa. 
Los diodos de potencia son de dos tipos: a) de propósito general y b) de alta velocidad 
(o recuperación rápida). [2] 
 
 ESIME-IPN 
 
29 
 
Figura 2.14 La curva característica. 
Donde: 
VRRM: tensión inversa máxima. De acuerdo a las especificaciones del IGBT( 
G4PC40UD) la tensión inversa máxima es de 600 V 
VD: tensión de codo. Típicamente de 1 a 3 V 
 
2.5.3. Diodos de propósito general. 
Los diodos rectificadores de propósito (o uso) general, tienen un tiempo de recuperación 
inversa relativamente grande, en el caso típico de unos 25µs, y se usan en aplicaciones 
de baja velocidad, donde no es crítico el tiempo de recuperación (por ejemplo, en 
rectificadores y en convertidores de diodo, para aplicaciones con una frecuencia de 
entrada baja, hasta de un 1kHz, y para convertidores conmutados por línea). [2] 
Dependiendo de las características de la alimentación en corriente alterna que emplean, 
se les clasifica en monofásicos, cuando están alimentados por una fase de la red 
eléctrica, o trifásicos cuando se alimentan por tres fases. 
Atendiendo al tipo de rectificación, pueden ser de media onda, cuando sólo se utiliza 
uno de los semiciclos de la corriente, o de onda completa, donde ambos semiciclos son 
aprovechados. 
 
 ESIME-IPN 
 
30 
 
Figura 2.15. Curva de transferencia de media onda 
La curva de transferencia, que relaciona las tensiones de entrada y salida, tiene dos 
tramos: para tensiones de entrada negativas la tensión de salida es nula, mientras que 
para entradas positivas, la tensión se reduce en 0.6V. El resultado es que en la carga se 
ha eliminado la parte negativa de la señal de entrada. 
 
 
Figura 2.16. Curva de transferencia de onda completa. 
Como acabamos de ver, la curva de transferencia, que relaciona las tensiones de entrada 
y salida, tiene dos tramos: para tensiones de entrada positivas las tensiones de entrada y 
salida son iguales, mientras que para tensiones de entrada negativas, ambas son iguales 
pero de signo contrario. El resultado es que en la carga se ha eliminado la parte negativa 
de la señal de entrada transformándola en positiva. La tensión máxima en el circuito de 
salida es, igual a la tensión del secundario del trasformador. 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
31 
2.5.4. IGBT. 
En un IGBT se combinan las ventajas de los BJT y de los MOSFETS. Un IGBT tiene 
alta impedancia de entrada, como los MOSFETS, y pocas pérdidas por conducción en 
estado activo, como los BJT, el rendimiento de un IGBT se parece más al de un BJT 
que al de un MOSFET. 
Un IGBT es un dispositivo controlado por tensión, parecido a un MOSFET de potencia. 
Como en un MOSFET (canal N), para el encendido se hace positiva la compuerta con 
respecto al emisor, los portadores n son atraídos al canal p, cerca de la región de la 
compuerta; esto produce una polarización en directa de la base del transistor npn, que 
con ello se enciende. Un IGBT sólo se enciende aplicándole una tensión de compuerta 
positiva, para que los portadores n formen el canal, y se apaga eliminando la tensión de 
compuerta, para que el canal desaparezca. Requiere un circuito de control muy simple. 
Tiene menores pérdidas de conmutación y de conducción, y al mismo tiempo comparte 
muchas de las propiedades adecuadas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de 
excitación de compuerta, corriente pico, buenas características y robustez. Un IGBT es 
más rápido que un BJT. Sin embargo, la velocidad de conmutación de los IGBT es 
menor que la de los MOSFETS [2]. 
Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de 
control de puerta es de unos 15 V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de 
potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta. 
En la Figura 2.17 se ve el símbolo y en la figura 2.18 se observa el circuito de un IGBT 
interruptor. Las tres terminales son compuerta, colector y emisor, en lugar de 
compuerta, drenaje y fuente de un MOSFET. 
 
Figura 2.17. Símbolo de un IGBT. 
 ESIME-IPN 
 
32 
 
Figura 2.18. Circuito de un IGBT. 
 
 
Figura 2.19. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT 
(tensión colector emisor) 
 ESIME-IPN 
 
33 
 
Figura 2.20. Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT 
(tensión compuerta emisor) 
Las curvas características de salida típicas de iC en función de vCE , se ve en la figura 
2.19 para diversas tensiones vCE de compuerta a emisor. La característica típica de 
transferencia de iC en función de de VGE se ve en la figura 2.20, la corriente de colector 
en un IGBT es mucho más alta que en un MOSFET, por consiguiente, el IGBT puede 
manejar más potencia. Los parámetros y sus símbolos se parecen a los de los MOSFET, 
excepto que se cambian a los subíndices para fuente y drenaje, a emisor y colector, en 
forma respectiva. La especificación de corriente de uno solo IGBT puede llegar hasta 
1200V, 400 Amp y la frecuencia de conmutación puedes ser hasta de 20kHz [2]. Los 
IGBT´s están encontrando aplicaciones crecientes, como por ejemplo propulsores de 
motor de cd y de ca, fuentes de corriente, relevadores de estado sólido y contactores. A 
medida que los límites superiores de las especificaciones de los IGBT disponibles en el 
comercio aumentan, están encontrando aplicaciones donde se usan los BJT y los 
MOSFET convencionales principalmente como interruptores, y los están sustituyendo. 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
34 
CAPITULO 3. DISEÑO DEL INVERSOR. 
 
3.1. Descripción de los circuitos utilizados. 
En el siguiente capítulo se presenta la descripción de los circuitos utilizados en la 
implementación del sistema. Parte de los circuitos fueron diseñados y montados durante 
el trabajo en el laboratorio. En la figura 3.1. Se muestra el diagrama de bloques de un 
inversor trifásico de seis pasos. 
 
 
 
Figura. 3.1 Diagrama de bloques 
3.2 Etapa de control. 
Para nuestro caso esta etapa está compuesta por un generador de pulsos y para realizarlo 
necesitamos una fuente de 5 V de C.C. y una fuente de 15 V de C.C así como 
diferentes elementos electrónicosque se describirán enseguida. 
 
3.2.1. Fuente 15 V de CC. 
Para generar las seis señales de entrada, tres en LOUTN y tres HOUT, de nuestro 
IR2130; necesitamos una fuente monofásica de 15 V de CC. para que nuestro IR2130 
genere pulsos cuadrados de 15 volts estos son llevados hasta la compuerta de nuestro 
IGBT. Para estas fuentes utilizamos una alimentación monofásica. Empleamos un 
transformador de 120/18 VCA regulándolo a 15V con un LM7815. 
 
 ESIME-IPN 
 
35 
 
Figura 3.2.Fuente de alimentación de 15V de cc. 
3.2.2. Fuente 5 V de CC. 
Esta fuente es diseñada de acuerdo a la fig.3.2 en donde son utilizadas las 
recomendaciones del LM7815. Esta fuente es utilizada para alimentar el colector de los 
transistores generara los pulsos del control del VSI, a continuación se explica más 
detalladamente. 
3.2.3. Generador de pulsos. 
Para generar tres pulsos senoidales de 5V necesitamos una fuente trifásica de CA para 
tener una simetría entre fases, cada fase pasara por un transformador 120/5 VCA. 
Después de tener el voltaje adecuado, tenemos que utilizar un rectificador de media 
onda trifásico, esto lo lograremos con un diodo IN4001, para tener pulsos de media 
onda senoidal por fase, se agrega una resistencia para limitar la corriente y pueda saturar 
la base del transistor, un transistor en saturación tiene una corriente de colector máxima 
y un voltaje colector emisor casi nulo. Para lograr que el transistor entre en saturación, 
el valor de la corriente de base debe calcularse dependiendo de la carga que se esté 
operando. El transistor utilizado es el BC 237 del tipo NPN, sus característica se 
anexaran, para escoger el valor de la resistencia tenemos que tomar en cuenta la 
corriente del transistor. Para calcular la resistencia adecuada y con los datos de las 
tablas de sus características tenemos que: I = 10mA, V = 5V, y una caída de tensión de 
0.2V. Utilizando la ecuación 3.1. 
 𝑅𝑅 =
𝑉
𝐼
𝑉
𝐼
 (3.1) 
Calculo de la resistencia: 
𝑅𝑅 =
𝑉
𝐼
𝑉
𝐼
= 
5 − 0.2𝑉
10𝑚𝑚𝐴𝐴
= 480Ω 
 ESIME-IPN 
 
36 
 
Figura 3.3. Generador de pulsos 5 V de C.A. con medio puente rectificador. 
Teniendo un pulso como se muestra en la figura 3.4 para que el transistor pueda 
conducir. 
 
Figura 3.4. Pulsos de media onda para activar el transistor. 
 
Para alimentar a los opto acopladores necesitamos pulsos cuadrados de 5 V de C.C., 
para generar estos pulsos, utilizamos los pulsos senoidales que generamos con el 
circuito implementado en la figura 3.3, estos pulsos alimentan la base del transistor. 
Para obtener pulsos cuadrados, se alimenta el colector del transistor que tiene una 
 ESIME-IPN 
 
37 
resistencia enserie, con 5V. Para este cálculo tenemos los siguientes datos obtenidos del 
transistor Ic = 5mA, VCE = 5Vcc, utilizando la ecuación 3.1. Tenemos. 
𝑅𝑅=
𝑉
𝐼
𝑉
𝐼
= 
5𝑉
5𝑚𝑚𝐴𝐴
= 1𝑘000Ω 
Los pulsos los generan los positivos de la onda senoidal, cada pulso va a generar una 
salida de 5 y 0 V de cc y así obtenemos una señal cuadrada como se muestra en la figura 
3.6, así sucede para los dos transistores restantes. 
Como necesitamos tres señales positivas y tres negadas, utilizamos una compuerta not 
(DM7404) para cada transistor. Del colector de cada transistor tenemos que obtener una 
señal positiva y una negada para negar la señal se alimenta a una compuerta not para 
negar la señal y con esto obtener una señal positiva y una negativa por cada transistor 
mostrándolas en la figura 3.6, y así tenemos las seis señales. El circuito implementado 
se muestra en la figura 3.5. 
 
Figura 3.5. Generador de pulsos positivos y negativos. 
 
 
 ESIME-IPN 
 
38 
 
Figura 3.6. Pulsos cuadrados de 5 volts de la fase A. 
 
3.3. Etapa de aislación. 
En esta etapa se encuentran los opto acopladores (HCPL2531), El opto acoplador se 
compone de dos diodos leds y dos fototransistores, de manera de que cuando los leds 
emiten luz, iluminen el fototransistor y este conduzca [9]. Esta etapa es muy 
importante, ya que con ella se aísla la etapa de control de la etapa de potencia, por si 
ocurre alguna faya no se quemen los elementos el control. 
 ESIME-IPN 
 
39 
 
Figura 3.7. Diagrama eléctrico del opto acoplador HCPL2531. 
Los opto acopladores se alimentan con una señal de 5V, como se muestra en la figura 
3.7, aquí se observan las señales que utilizaremos para accionar el optoacoplador, esta 
señal va al ánodo del optoacoplador y su cátodo pasa por una resistencia que esta 
aterrizada, con la finalidad de ajustar la corriente a 4.3mA que es suficiente para 
accionar el led interno del optoacoplador, la resistencia se calcula con la corriente 
mencionada y la tensión es de 5V, utilizando la ecuación 3.1. Tenemos que tomar en 
cuenta la caída de tensión del diodo emisor de luz del optoacoplador.[9] 
Calculo de la resistencia para el opto acoplador. 
𝑅𝑅 =
𝑉
𝐼
𝑉
𝐼
= 
5𝑉− 0.7𝑉
4.3𝑚𝐴𝑚𝐴
= 1𝑘000Ω 
Quedando nuestro diagrama eléctrico como se muestra en la figura 3.8. 
 
 ESIME-IPN 
 
40 
 
Figura 3.8. Circuito equivalente de los generadores de pulsos y de la etapa de 
aislación. 
3.4. Diseño y montaje del los circuitos manejadores de compuerta (driver). 
Para diseñar un circuito conocido como driver, se deben de tomar en cuenta las dos 
consideraciones que ayudan a proteger al inversor, que el manejador sea capaz de 
suspender la conmutación de los dispositivos cuando se haya producido una situación 
de riesgo para el convertidor, y que debe de sujetarse a las necesidades de activación del 
interruptor. 
 
3.4.1. Manejadores de salida IR2130. 
Como se puede observar en la figura 3.8 el circuito consta de 6 señales de salida los 
cuales reciben sus señales de los 3 generadores de pulsos, cada generador provee dos 
salidas, las tres señales bajas de salida están manejados directamente por el generador 
de señales L1, L2, L3. Pero las señales que maneja el lado alto H1, H2, H3 necesitan ser 
cambiadas de nivel antes de ser aplicada a los manejadores del lado alto. 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
41 
Un circuito detector de bajo voltaje esta en todo momento monitoreando el nivel de Vcc 
el cual provee una señal para inhibir las seis salidas de señales. Además hay circuitos 
individuales detectores de bajo voltaje para cada una de las salidas del lado alto. 
 
 
Figura 3.9 Diagrama a bloques del IR2130.[4] 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
42 
3.4.2. Protecciones del IR2130. 
 Protección de bajo voltaje (UV) 
 
Una condición de bajo voltaje en el nivel de Vcc definido como menos de 8.9 volts 
(cuando el VCC está reducido) y menos de 9.3 volts nominal cuando Vcc es 
incrementado, causa que toda las salidas sean apagadas.[5][7] 
 
 
Figura 3.10. Señales de entrada de driver IR2130. (LIN=low in, HIN=high in) 
 ESIME-IPN 
 
43 
Protección de sobre corriente (ITRIP) 
En caso de un corto circuito o una sobrecarga es deseable apagar todas las salidas del 
IR2130. Esto se logra a través de un comparador de corriente que monitora la caída de 
voltaje en una resistencia de monitoreo (resistencia ITRIP), Instalada en el lado bajo y 
que es comparadacon una referencia de 0.5 volts. [5][7] 
 
La salida del comparador de corriente y la del circuito de UV van a una compuerta OR, 
de esta forma cualquiera de las dos puede hacer actuar el circuito de FAULT. 
Circuito de falla (fault) 
Este circuito consiste en un enclavamiento, el cual es puesto a 1 por cualquiera de las 
dos combinaciones mencionadas anteriormente, esta condición de 1 produce 2 señales 
de salida una de estas es usada para inhibir las 6 salidas de control y la otra salida 
aparece como un indicador de falla, esta condición se expresa como un nivel lógico bajo 
el cual es capaz de controlar un diodo led o un circuito externo. Esta condición de falla 
mantendrá las salidas bloqueadas hasta que el usuario mantenga las entradas del lado 
bajo en un nivel lógico 0 por más de 10 microsegundos ó forzando Vcc esto quiere decir 
eliminando la alimentación del circuito [5][7]. 
3.4.3. Tiempo muerto. 
El IR2130 también genera un tiempo muerto en las señales de salida, para que los 
IGBT´s de una misma rama no conduzcan al mismo tiempo y puedan causar un corto 
circuito. Este tiempo muerto es de 1.2s, es suficiente para que no entren en conducción 
los IGBT´s de la misma rama.[5][7] 
 
Figura. 3.11. Tiempo muerto generado por el IR2130. 
 ESIME-IPN 
 
44 
3.5. Etapa de potencia (INVERSOR). 
Para la implementación del inversor utilizamos 6 IGBT´s IRG4PC40UD, estos soportan 
un voltaje de colector a emisor de 600 V, una corriente de 20 A [8]. Para asegurar un 
buen funcionamiento de los IGBT´s y que no tengan un exceso de temperatura se 
montaron sobre un disipador de aluminio de 10 X 12 cm. 
 
Figura 3.12. Señales de los 6 IGBTs conectados a la fuente de cc. 
Como se observa en la figura 3.12, para la etapa de potencia se requiere una fuente de 
corriente continua, la fuente que utilizamos es de 320 Vcc. Su alimentación es a través 
de una fuente trifásica de corriente alterna. 
 
 ESIME-IPN 
 
45 
 
Fuente 3.13. Fuente de 320 V de cc. 
Es importante señalar que el manejo de esta fuente se hizo con la mayor precaución 
debido a que se manejan voltajes y corrientes de niveles altos que representan un peligro 
ocasionando daños. La terminal +Vcc de la fuente alimenta al colector de los tres 
IGBT´s de las ramas de arriba, y la terminal –Vcc alimenta al emisor de los tres IGBT´s 
de las ramas de abajo, como se muestra en la figura 3.14. 
 
Figura 3.14. Circuito eléctrico de la etapa de potencia del inversor 
 ESIME-IPN 
 
46 
 
FIGURA 3.15. Diagrama completo del circuito realizado 
 ESIME-IPN 
 
47 
CAPITULO 4. ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS. 
 
4.1. Resultados del diseño de VSI. 
En este capítulo se presentan los resultados obtenidos durante las pruebas realizadas en 
el laboratorio con el accionamiento electrónico del motor de inducción. Inicialmente se 
presentan las señales de entrada y salida del (IR2130) que serán aplicadas a las 
compuertas de los IGBT´s del puente inversor. Después se muestran los resultados de la 
implementación de inversor de seis pasos. Por último, se presentan los resultados de la 
puesta en marcha del inversor fuente de voltaje con carga 
Utilizamos una fuente de 320 cc, 60 Hz. 
 
Figura 4.1. Se muestra el esquema general de la implementación del puente inversor. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
48 
4.2. Señales de entrada del IR2130. 
Como se muestra en la figura 4.2. Existen 2 señales por fase es decir hay 6 señales de 
entrada que corresponden 3 a señales positivas y 3 negadas las primeras tres son 
positivas HIN01, HIN02, HIN03, las 3 señales restantes corresponden a las negadas 
LIN01, LIN02, LIN03. 
Las entradas del inversor se alimentan con una tensión de +5Vcc considerando nuestra 
fuente de alimentación con un 5% tenemos una tensión de pico a pico de 6.4, 
calculando su valor eficaz tenemos Rms = 5 x 2 = 7.07V, en la figura 4.2 se observa 
que las señales obtenidas son simétricas y opuestas. 
 
 
Figura 4.2. Resultados de los pulsos cuadrados para las entradas HIN01 y LIN01 del 
IR2130 para una fase. 
 
4.3. Señales de salida del IR2130. 
 ESIME-IPN 
 
49 
Los pulsos de voltaje que controlan la conducción de los IGBT´s son aplicados a su 
compuerta, debiendo tener un nivel de voltaje de +15 Vcc. En la generación de estas 
señales se tiene que evitar la conducción simultánea de dos IGBT´s de una rama del 
puente inversor; si ocurre la conducción de ambos IGBT´s la fuente de corriente 
continua se pondrá en corto circuito a través del inversor, provocando la destrucción del 
IR2130. En la figura 4.3, se muestran las señales de disparo de dos IGBT´s de una 
misma rama del puente inversor esperando una tensión de +15 Vcc y calculando su 
valor medio Vm = Valor Max. / 2 = 15/ 2 = 7.5V es el valor esperado. 
 
 
Figura 4.3. Señales de disparo para el IGBT. 
 
Como utilizamos una carga trifásica balanceada (motor de inducción) es necesario 
comprobar que los tres pulsos tengan una separación de 120º para que la carga no tenga 
ningún problema al momento del arranque del motor. El oscilograma de la fig 4.4 
muestra las señales obtenidas a la entrada del IR2130. 
 ESIME-IPN 
 
50 
 
Figura 4.4. Pulsos trifásicos con una separación de 120º. 
 
La figura 4.5. Se puede apreciar el tiempo muerto, el cual es 1.6 µs, este valor del 
tiempo muerto es suficiente para evitar que dos IGBT´s de una misma rama del inversor 
conduzcan simultáneamente. Este tiempo muerto es de mayor importancia para el buen 
funcionamiento del inversor y hacer las conmutaciones adecuadas de lo contrario 
provocaríamos un corto circuito en nuestra rama ocasionando graves daños a nuestro 
inversos (VSI) que estamos diseñando. 
 ESIME-IPN 
 
51 
 
Figura 4.5. Tiempo muerto de salidas del IR2130. 
4.4. Resultados de forma de onda de voltaje con carga. 
El voltaje polar, como se menciono en el capítulo 2 es Vd/2 y sustituyendo estos valores 
tenemos 320 / 2 = 160, tenemos una frecuencia de 60 Hz. En esta medición utilizamos 
una atenuación de X10. 
 
Figura 4.6. Voltaje polar de una fase VA0. 
 ESIME-IPN 
 
52 
En la figura 4.7, hicimos un acercamiento para ver detalladamente el tiempo muerto del 
voltaje polar, de la fuente de cc, tenemos un tiempo muerto de 1 µs. 
 
Figura 4.7. Tiempo muerto del voltaje polar VA0. 
La figura 4.8. Muestra el voltaje de línea VAB = VA0 – VB0, tenemos; 
VA0 = Vd/2, VB0 = -Vd/2 , por lo tanto VAB = 160 – (-160) = 320V 
 
Figura 4.8. Voltaje de línea VAB. 
 ESIME-IPN 
 
53 
En la figura 4.9 observamos el voltaje de línea a neutro 
VBN = Vd/3 = (-2* 320) / 3 = 213.33 es el valor esperado en el osciloscopio. 
 
 
Figura 4.9. Voltaje de fase VBN. 
 
Observamos el espectro del voltaje (figura 4.10), escogiendo el rango de 25 Hz/div 
observamos las armónicas que causa nuestro VSI diseñado. 
 ESIME-IPN 
 
54 
 
Figura 4.10. Espectro de voltaje 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
55 
 
Figura 4.11. Etapa de control 
 
figura 4.12. Inversor funcionandocon una carga resistiva 
 ESIME-IPN 
 
56 
 
Figura 4.13. Inversor funcionando con un motor como carga 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 ESIME-IPN 
 
57 
CONCLUSIONES. 
Se construyo el prototipo de un inversor trifásico de seis pasos de dos niveles, 
obteniendo un circuito de potencia compacto. Para el manejo de los IGBT´s se utilizo 
un driver (IR2130) con sus protecciones térmicas y sobrecorriente. Sin embargo, se 
presentaron serios problemas con el tiempo muerto, el cual es excesivamente grande, a 
lo esperado por las especificaciones del IR2130, además los HCPL2531 resultaron 
sumamente sensibles a las señales de entrada, alterando las señales de salida del nuestro 
elemento, los cuales dañaron varios IGBT´s y provocó retraso en el trabajo 
experimental en el laboratorio. 
Una vez construido el equipo, este fue sometido a pruebas prácticas, se tomaron los 
valores de tensión (voltaje de línea, voltaje de fase, voltaje polar) y se observaron sus 
respectivas formas de onda, con resultados exitosos. El inversor construido está basado 
en la conducción a 180º. 
Para el sistema de control fue necesario diseñar un disparo básico. Los medios puentes 
se han formado empleando IGBT´s como semiconductores de potencia. Los resultados 
obtenidos en las pruebas realizadas fueron satisfactorios en todo sentido, pudiéndose 
comprobar prácticamente las buenas propiedades de la tecnología de los inversores. 
Algunas de las prácticas que se pueden realizar, es obtener la curva de par velocidad de 
los motores, (esto no se llevo a cabo por falta de equipo en el laboratorio y por falta de 
presupuesto), se pueden hacer prácticas para observar y comprobar la forma de onda de 
los voltajes de un inversor de dos niveles, también el prototipo puede servir como 
antecedente para que los alumnos realicen su propio inversor. 
La utilización del IR2130 de International Rectifier resultó sumamente apropiada y 
facilitó el trabajo debido al manejador, el cual permite la generación de 6 señales y la 
programación del tiempo muerto. Además, la compañía mantiene un magnifico soporte 
técnico por Internet, lo cual facilito la aplicación en la cual trabajamos. 
 
 
 ESIME-IPN 
 
58 
REFERENCIAS 
 1 “Power Electronic Control of AC motors. J.M.D.” Murphy. 
 2 “Electrónica De Potencia” Circuitos, dispositivos y aplicaciones, Muhammad H. 
Rashid 
 3 http://www.irf.com 
 4 http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2130.pdf 
 5 http://www.freeweb.hu/majki/elektro/pic/project/fv600/ir2130app.pdf 
 6 http:// www.ate.uniovi.es/ribas/Docencia04_05/Electronica_de_Potencia_12750/ 
Presentaciones/Leccion9_inversores_trifasicos.pdf 
[7] http:/www.yoreparo.com/foros/electrónica industrial/soluciones/diseño-de-un-
inversor-trifasico-dcac-t252122.html 
[8] http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irg4pc40ud.pdf 
[9] http://www.littlediode.com/datasheets/Datasheets-HC/HCPL2531.PDF 
[10] Bimal K. Bose. “ Power Electronics and Variables Frequency Drives”. IEEE 
PRESS.1997. 
 
[11] Werner Leonard. ” Control and Electric Drives ”. 2nd Completely Revised and 
Enlarged Edition, Springer. 1996. ISBN 3-540-59380-2. 
 
[12] Bimal K. Bose. “ Power Electronics and AC Drives”. by Prentice-Hall.1986. 
 
[13] S. Halász. “Analysis of Pulsewidth Modulation Techniques for Induction Motor 
Drives”. IEEE 1993. 
 
[14] S. Halász, A.A.M. Hassan, B.T. Huu. “Motor Voltage Spectrum and Torque 
Pulsations of Optimized Three-Level Inverters”. IEEE 1994. 
 
[15] Joachim Holtz, “Pulsewidth Modulation for Electronic Power Convertion” 
Proceeding of the IEEE, vol.82, No. 8, August 1994. 
 
 [16] Rupprecht Gabriel, Werner Leonhard and Craigj J. Nordby. “Field-Oriented 
Control of a Standard AC Motor Using Microprocessors”. 
 
[17] F. Blaschske. “The method of field orientation for control of the rotating field 
machine”. Dr. Thesis. Techn. Univ. Braunschweig. Germany. 1984 
http://www.irf.com/
http://www.ate.uniovi.es/ribas/Docencia04_05/Electronica_de_Potencia_12750/
 ESIME-IPN 
 
59 
GLOSARIO 
A Ampere. 
V Volts. 
HP Caballos de fuerza (Horse Power) 
MOSFET Transistor de Efecto de Campo por MOS 
(Metal Oxide Semiconductor Fiel Effect Transistors). 
IGBT Transistor Bipolar de Compuerta Aislada. 
(Insulation Gate Bipolar Transistor) 
SCR Semiconductor rectificador controlado. 
 (Semiconductor-controlled Rectifiers). 
VSI Inversor Fuente de Voltaje (Voltage Source Inverter). 
CSI Inversor Fuente de Corriente (Current Source Inverter). 
cc Corriente Continua. 
ca Corriente Alterna. 
rms Raíz media cuadrática (root mean square), valor eficaz. 
PWM Modulación del Ancho de los Pulsos (Pulse Wide Modulation). 
VAB, VBC, VCA Voltajes de línea a línea. 
VA0, VB0, VC0 Voltajes polares. 
+1/2 Vd (Un medio del Voltaje de alimentación de c.c) 
-1/2 Vd (Menos un medio del Voltaje de alimentación de c.c). 
Vd Voltaje de alimentación de c.c. 
VAN, VBN, VCN Voltajes de fase. 
U s Voltaje en las terminales del motor. 
U m Fuerza electromotriz (Voltaje de magnetización). 
X LS Reactancia de dispersión del estator. 
Io Corriente de excitación sin carga. 
I m Corriente de magnetización. 
 ESIME-IPN 
 
60 
Rs Resistencia del estator. 
R m Resistencia que representa a las pérdidas en el núcleo 
S = ω sl / ω e Deslizamiento. 
L Inductancia del estator. 
ω Sl Frecuencia de deslizamiento en rad/s. 
ω r Velocidad angular de la flecha en rad/s. 
ω e = 2 f π 1 Frecuencia en (rad/s) de la fuente de alimentación. 
f 1 Frecuencia del estator en Hz. 
fmm Fuerza Magnetomotriz. 
Φ Flujo principal por polo del campo magnético del estator. 
φ Flujo instantáneo de concatenación en una espira del estator. 
T Par. 
m 1 Número de fases del estator. 
p Número de par de polos. 
X 11 = X ls +X lm Reactancia total del estator a la frecuencia de alimentación. 
X 22= X lr + X lm Reactancia total del rotor a la frecuencia de alimentación. 
U fase, rms Voltaje rms de fase. 
I linea rms, Corriente rms de fase. 
R Resistencia del estator. 
RL Resistiva e inductiva. 
IL Corriente de línea 
µs micro segundos. 
VCE Voltaje colector emisor. 
Ihfe Corriente de ganancia . 
Ic Corriente del colector 
	portada_e_indice.pdf
	tesis.pdf