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INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECÁNICA Y ELÉCTRICA SECCIÓN DE ESTUDIOS DE POSGRADO E INVESTIGACIÓN UNIDAD ZACATENCO “MODELO DE DOS RAYOS PARA PREDICCIÓN DE DESVANECIMIENTO EN ENLACES DE MICROONDAS” TESIS QUE PARA OBTENER EL GRADO DE: MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIONES PRESENTA: MIRIAM CUEVAS LEÓN DIRECTORES DE TESIS DR. ROBERTO LINARES Y MIRANDA M. EN C. MARCO ANTONIO ACEVEDO MOSQUEDA CONTENIDO Miriam Cuevas León SEPI-ESIME I MODELO DE DOS RAYOS PARA PREDICCIÓN DE DESVANECIMIENTO EN ENLACES DE MICRO ONDAS ABREVIATURAS IV INDICE DE TABLAS V INDICE DE FIGURAS VI RESUMEN IX ABSTRACT X INTRODUCCIÓN 1 CAPÍTULO 1 RADIOENLACES DE MICROONDAS 1.1 Conceptos Básicos 4 1.1.1 Propagación en el espacio libre 4 1.1.2 Reflexión en tierra 7 1.1.3 Los tres efectos básicos de propagación 7 1.1.4 El factor K 8 1.1.5 Desvanecimiento 10 1.1.6 Efecto Doppler 15 1.2 Enlaces de microondas en línea de vista 16 1.2.1 Planeación inicial y selección del sitio 16 1.2.2 Perfiles de trayectoria 19 1.2.3 Punto de reflexión 21 1.2.4 Reconocimiento del sitio 22 1.2.5 Análisis de trayectoria 24 CONTENIDO Miriam Cuevas León SEPI-ESIME II CAPÍTULO 2 MODELOS DE PROPAGACIÓN PARA PREDICCIÓN DE DESVANECIMIENTO 2.1 Modelos de desvanecimiento para sistemas terrestres móviles 28 2.1.1 Distribución Log-Normal 28 2.1.2 Distribución de Rayleigh 29 2.1.3 Distribución de Rice 30 2.1.4 Distribución de Nakagami 31 2.2 Modelos de enlaces satelitales 33 2.2.1 Modelo ITU-R 33 2.3 Modelo de enlaces terrestres 37 2.3.1 Modelo Olsen-Seagal 37 CAPÍTULO 3 EL MODELO DE DOS RAYOS 3.1 Descripción del Modelo de dos rayos 41 3.2 Reflexión 43 3.2.1 Reflexión desde dieléctricos 44 3.2.2 Reflexión desde conductores perfectos 46 3.3 Aplicación del modelo de dos rayos 47 CAPÍTULO 4 CARACTERIZACIÓN DE MEDIOS REFLEJANTES USANDO EL MODELO DE DOS RAYOS 4.1 Descripción de la metodología del experimento 53 4.2 Evaluación de la respuesta en frecuencia del sistema de antenas 54 4.3 Comprobación de la eficiencia del Modelo de dos rayos con diferentes medios reflejantes usados como plano de tierra 57 4.3.1 Comparación entre valores teóricos y experimentales del Campo Eléctrico en el espacio libre 58 4.3.2 Comparación entre valores teóricos y experimentes del Campo Eléctrico Directo, Reflejado y Total 62 CONTENIDO Miriam Cuevas León SEPI-ESIME III CAPITULO 5 PREDICCIÓN DE DESVANECIMIENTO UTILIZANDO EL MODELO DE DOS RAYOS 5.1 Predicción de la profundidad de desvanecimiento utilizando el modelo de dos rayos 69 5.2 Comparación de la predicción de la profundidad de desvanecimiento con el método ITU- R, con el modelo Olsen-Segal y con el modelo de dos rayos 83 CONCLUSIONES 88 REFERENCIAS 90 ABREVIATURAS Miriam Cuevas León IV SEPI-ESIME ABREVIATURAS C/N Relación portadora a ruido EIRP Potencia isotrópica efectiva radiada EMI Interferencia electromagnética FSL Pérdidas en el espacio libre HF Frecuencias altas IF Frecuencia intermedia IRL Nivel de recepción isotrópico ISI Interferencia intersímbolo ITU Unión Internacional de Telecomunicaciones LOS Línea de vista MSL Nivel del mar medio OG Óptica Geométrica PDF Función de densidad de probabilidad RF Radio frecuencia RMS Retraso extendido RSL Nivel de señal recibido SNR Relación señal a ruido INDICE DE TABLAS Miriam Cuevas León V SEPI-ESIME INDICE DE TABLAS Tabla 2.1 Valores del coeficiente C0 para varios tipos de enlace (versión original) 36 Tabla 2.2 Valores del coeficiente C0 para varios tipos de enlace (versión revisada) 37 Tabla 2.3 Valores del factor geoclimático para el modelo Olsen-Segal 40 Tabla 4.1 Coeficientes de reflexión de los materiales usados 65 INDICE DE FIGURAS Miriam Cuevas León VI SEPI-ESIME INDICE DE FIGURAS Figura 1.1 Línea de vista óptica y línea de vista de radio 9 Figura 1.2 Inclinación de diferentes rayos para algunos valores del factor K 9 Figura 1.3 Desvanecimiento multitrayectoria 13 Figura 1.4 Variación del desvanecimiento multitrayectoria 15 Figura 1.5 Factores de cálculo de la distancia en el horizonte de la tierra 18 Figura 1.6 Modelo simplificado del análisis de la trayectoria de un radio enlace 25 Figura 3.1 Geometría del modelo de dos rayos 42 Figura 3.2 Método de imágenes 43 Figura 3.3 Polarización del Campo Eléctrico 44 Figura 3.4 Modelo de dos rayos 48 Figura 3.5 Diagrama de fasor que muestra la componente de campo eléctrico en LOS, reflejado en tierra y el campo total 51 Figura 4.1 Sistema de medición utilizado 54 Figura 4.2 Potencia de recepción total para el rango de frecuencia de operación del sistema de antenas utilizando diferentes materiales como plano de tierra 56 Figura 4.3 Sistema de medición diseñado 57 Figura 4.4 Potencia de recepción utilizando aluminio como plano de tierra 59 Figura 4.5 Comparación de la envolvente del campo eléctrico utilizando aluminio como plano de tierra 60 Figura 4.6 Comparación entre el campo eléctrico en el espacio libre calculado y medido 61 Figura 4.7 Sistema para medir la potencia de recepción del rayo directo 62 INDICE DE FIGURAS Miriam Cuevas León VII SEPI-ESIME Figura 4.8 Comparación entre el campo eléctrico en línea de vista calculado y medido 63 Figura 4.9 Sistema de medición para el rayo reflejado 64 Figura 4.10 Comparación entre el campo eléctrico reflejado medido y calculado utilizando aluminio como plano de tierra 65 Figura 4.11 Campo eléctrico total calculado y medido, utilizando aluminio como plano de tierra 66 Figura 5.1 Escenario de estudio propuesto 68 Figura 5.2 Escenario de propagación multitrayectoria para el modelo de dos rayos en un terreno montañoso 73 Figura 5.3 Predicción de desvanecimiento para D1=1km, hr=10ht 74 Figura 5.4 Predicción de desvanecimiento para D1=10km, hr=10ht 75 Figura 5.5 Predicción de desvanecimiento para D1=20km, hr=10ht 76 Figura 5.6 Predicción de desvanecimiento para D1=1km, hr=100ht 77 Figura 5.7 Predicción de desvanecimiento para D1=10km, hr=100ht 78 Figura 5.8 Predicción de desvanecimiento para D1=20km, hr=100ht 79 Figura 5.9 Predicción de desvanecimiento para D1=1km, hr=1000ht 80 Figura 5.10 Predicción de desvanecimiento para D1=10km, hr=1000ht 81 Figura 5.11 Predicción de desvanecimiento para D1=20km, hr=1000ht 82 Figura 5.12 Nivel de desvanecimiento para los 3 modelos para una probabilidad de desvanecimiento de 0.1% 86 Figura 5.13 Nivel de desvanecimiento para los 3 modelos para una probabilidad de desvanecimiento de 0.5% 86 INDICE DE FIGURAS Miriam Cuevas León VIII SEPI-ESIME Figura 5.14 Nivel de desvanecimiento para los 3 modelos para una probabilidad de desvanecimiento de 1% 87 RESUMEN Miriam Cuevas León IX SEPI-ESIME RESUMEN Las ondas de radio sufren atenuación debido a la pérdida de propagación cuando se tiene un enlace de comunicación entre una antena transmisora y una antena receptora. La atenuación de la señal es tan alta que se puede decir que en un canal de propagación se alcanza una atenuación de 100 a 150 dB, esta atenuación puedevariar de 30 a 40 dB para intervalos cortos de tiempo, frecuencia y espacio. Este fenómeno se conoce como desvanecimiento y puede modelarse con una gran variedad de métodos. Cuando el transporte aéreo, como helicópteros, transita en zonas urbanas, el desvanecimiento de señal es uno de los obstáculos que afecta en varias formas el desempeño del sistema de comunicación y dificulta llevar a cabo el enlace, debido a las multitrayectorias. Dos modelos son usados para analizar este problema: el modelo Olsen- Segal y el modelo ITU-R, sin embargo, estos modelos no pueden aplicarse directamente a un escenario de transporte aéreo, debido a que el modelo de Olsen-Segal se usa en enlaces terrestres y el modelo ITU-R se aplica a enlaces satelitales. En este trabajo de investigación, se propone el modelo de dos rayos de desvanecimiento por multitrayectorias, para analizar la predicción de desvanecimiento en enlaces de comunicaciones de transporte aéreo transitando en zonas urbanas. El modelo se adapta a un escenario real, con aplicación a ángulos de elevación mayores a 5º grados y frecuencias de microondas; también se lleva acabo una comparación de este modelo con el modelo de Olsen-Segal y el modelo ITU-R Para establecer un procedimiento analítico se inició con una breve descripción de los fundamentos físicos de los modelos de propagación y del modelo de dos rayos, enfocando la investigación sobre los coeficientes de reflexión de los materiales de construcción de los oficios. Los resultados obtenidos muestran que la predicción de desvanecimiento para enlaces de comunicaciones con el modelo de dos rayos es una buena aproximación, lo cual cumple con el objetivo propuesto. ABSTRACT Miriam Cuevas León X SEPI-ESIME ABSTRACT The radio wave suffers attenuation due to propagation loss from the transmitter antenna to the receiver antenna. Suffice it to say that the signal attenuation in the propagation channel may be as large as 100-150 dB, and this number may vary over short interval of time, frequency, and space by as much as 30-40 dB. This phenomenon is known as fading and it can be modeled using a variety of methods. When the airborne like helicopter transit in urban zone, the signal fading is a several obstacle, it affects the systems performance in several way to reliable communications links. Two models are used to analyze this problem: Olsen-Segal model and ITU-R model, however, those models cannot be directly applied to the airborne scenario, because Olsen-SegaL model is applied to terrestrial link and ITU-R model is applied to satellite link. In this research work, two-ray multipath fading model to analyze the fading prediction for airborne communication link transiting in urban zone is proposed. The model is adapted to realistic scenario which applies to elevation angles higher than 5º and microwave frequencies; also a comparison of this model with Olsen-Segal model and ITU-R model is made. In order to establish the analytical procedure we begin with a brief description of the physical background of propagation models and of two-ray model where we focused the research on the reflection coefficient of building materials to apply in the model proposed. The results obtained shown that the fading prediction for airborne communication link with two-ray multipath fading model is a good approach to become the aim proposed. INTRODUCCIÓN Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 1 INTRODUCCIÓN El desvanecimiento que sufre una señal transmitiéndose a través de los enlaces de microondas es una de las principales causas que afectan el desempeño y la confiabilidad de las comunicaciones. Al respecto, para esta problemática existen una gran cantidad de modelos; sin embrago, aún no se tiene un modelo óptimo, sobre todo cuando se tiene una estación terrena y un móvil aéreo en zonas urbanas, como es el caso de un helicóptero. La predicción del desvanecimiento en un escenario como el mencionado, se dimensiona en base al modelo Olsen-Segal, el cual considera solo enlaces terrestres y el moldeo de la ITU-R que se utiliza para enlaces satelitales. Estos modelos solo son aproximaciones para un escenario urbano y rural de móviles aéreos. La determinación de la profundidad de desvanecimiento con la mayor precisión posible es fundamental para el diseño de enlaces de comunicaciones confiables en móviles aéreos. Los modelos en su mayoría son empíricos, los cuales se han ido adaptando a las condiciones urbanas. Un escenario de este tipo se muestra en al figura 1. Figura 1. Escenario de un enlace de comunicación tierra aire En los enlaces aéreos, cuando la antena del móvil tiene una altura mucho mayor que la antena de la estación terrena sin objetos reflejantes, las multitrayectorias generalmente no se consideran, solo la reflexión primaria proveniente de la tierra, este sería el primer punto básico para un análisis de la profundidad de desvanecimiento. Para esto, el modelo más simple para calcular los coeficientes de reflexión considera una tierra plana, unos rayos INTRODUCCIÓN Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 2 ideales y una superficie de reflexión caracterizada por su permitividad relativa rε y su conductividad σ . Los coeficientes de reflexión dependen del tipo de suelo, del ángulo de incidencia y de la polarización de la onda. Cuando la distancia entre las antenas es muy grande comparada con la altura de las mismas (situación habitual) el ángulo de incidencia tiende a 0º. En ese caso los coeficientes de reflexión para ambas polarizaciones tienden a –1, que es el valor usual en tierra plana. En situaciones donde no se puede considerar tierra plana, como en reflexiones de suelos irregulares y rugosos, caso típico de una zona urbana por los edificios, se aplican factores de corrección que dependen de la altura eléctrica de los mismos y del ángulo de incidencia. Estos factores hacen que, habitualmente, el módulo del coeficiente de reflexión sea menor que la unidad. Sin embargo, para el escenario de un móvil aéreo transitando en zonas urbanas, no se tiene dichos factores de corrección. Debido a loa anterior los objetivos de este trabajo de investigación son: OBJETIVOS: • Proponer un modelo para analizar la profundidad de desvanecimiento para enlaces de móviles aéreos en zonas urbanas, que presente mejor desempeño que los utilizados en la actualidad para este escenario. • Comprobar de manera experimental, haciendo variaciones de frecuencia y distancias de separación entre las antenas transmisora y receptora, la eficacia del modelo de dos rayos en un intervalo de frecuencias entre 6 y 11 GHz, utilizando diferentes materiales como superficie de reflexión, que se encuentran comúnmente en la gran mayoría de las construcciones actuales. • Obtener de manera teórica la profundidad de desvanecimiento utilizando el modelo de dos rayos, variando las alturas de la estación terrena y el móvil aéreo, la distancia de separación entre ellas, el punto donde ocurre la reflexión de la onda y el ángulo de elevación • Calcular la profundidad de desvanecimiento por los modelos de Olsen-Segal, ITU- R y el modelo de dos rayos, fijando un valor de porcentaje de tiempo que el valor de la profundidad de desvanecimiento es incrementado en el peor mes promedio para los dos primeros métodos que consideran los factores geoclimáticos que afectan al enlace, y que el modelo de dos rayos no necesita considerar, se hace una comparación de los resultados por los tres métodos. INTRODUCCIÓN Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 3 Para alcanzar los objetivos propuestos, se desarrollaron varias tareas de investigación que se describen en esta tesis en cinco capítulos que son: El primer capítulo se describen los conceptos básicos de un enlace de microondas con el fin de dar una introducción a laproblemática de propagación de las señales electromagnéticas. En el segundo capítulo se presenta los modelos principales de propagación para predecir el de desvanecimiento en sistemas de comunicación móvil de zonas urbanas, esto con el fin de tener una referencia respecto a los modelos que se utilizan en la predicción del desvanecimiento de propagación de señales electromagnéticas. En el tercer capítulo se describe el modelo de dos rayos, debido a que es la base del modelo a utilizar como una alternativa para el dimensionamiento del desvanecimiento, este modelo es determinístico y el parámetro importante es el coeficiente de reflexión. El cuarto capítulo está diseccionado a la caracterización de los coeficientes de reflexión de materiales de construcción típicos de los edificios de zonas urbanas con el objetivo de tener el parámetro importante del modelo de rayos que se propone como una alternativa para dimensionar el desvanecimiento de la señal en sistemas móviles aéreos. Por ultimo en el capítulo cinco se analizan los modelos ITU-R y Olsen-Segal que son los que se utilizan para predecir el desvanecimiento en un escenario de móviles aéreos y se comparan con el modelo de dos rayos que se propone como una alternativa para esta aplicación. Finalmente se presentan las conclusiones y las referencias utilizadas en este trabajo. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 4 SEPI-ESIME CAPITULO 1 RADIO ENLACES DE MICROONDAS Es conocido que las señales que transmite un sistema de radiocomunicaciones se degradan por diversos factores; por ejemplo, el nivel de señal disminuye con la distancia, se atenúa por objetos colocados en su trayectoria y puede ser afectada por otras señales o ruido, etc. En sistemas móviles aéreos que transitan en zonas urbanas, las señales que se reciben o transmiten son afectadas por la propagación de multitrayectorias producidas por reflexiones, refracciones o difracciones de las ondas electromagnéticas por objetos colocadas en el medio resultando ondas que se combinan de forma constructiva o destructiva. Para comprender el fenómeno de las fluctuaciones de las señales recibidas en por sistemas móviles se aéreos, se requiere tener un conocimiento global del comportamiento de los en laces de microondas. Debido a ello en este capítulo se presentan los mecanismos básicos de propagación de las señales electromagnéticas en el intervalo de frecuencia de las microondas y el comportamiento de un enlace en línea de vista en primera instancia en dicho intervalo de frecuencias. 1.1 CONCEPTOS BÁSICOS 1.1.1 Propagación en el espacio libre Los mecanismos de propagación de las ondas electromagnéticas son diversos, pero pueden generalmente ser atribuidos a la reflexión, difracción y dispersión. Debido a las múltiples reflexiones desde varios objetos, las ondas electromagnéticas viajan a lo largo de diferentes trayectorias de diferentes longitudes. La interacción entre estas ondas causa desvanecimiento multitrayectoria en puntos específicos y la potencia de las ondas decrece cuando la distancia de separación entre el transmisor y el receptor se incrementa. Los modelos de propagación se han enfocado tradicionalmente en predecir el nivel promedio de la señal recibida a una distancia dada desde el transmisor, así como la variación de los niveles de señal en espacios cercanos a un punto específico. Los modelos de propagación que predicen el nivel medio de la señal para una distancia de separación arbitraria entre el transmisor y el receptor son útiles para estimar el área de Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 5 SEPI-ESIME cobertura de un transmisor y son llamados modelos de propagación de gran escala ya que ellos caracterizan los niveles de señal sobre grandes distancias de separación entre el transmisor y el receptor (generalmente cientos o miles de metros). Por otra parte, los modelos de propagación que caracterizan las fluctuaciones rápidas de los niveles de señal recibida sobre distancias cortas (unas pocas longitudes de onda) o de tiempos de duración cortos (del orden de segundos) son llamadas modelos de pequeña escala o de desvanecimiento. El modelo de propagación del espacio libre es usado para predecir el nivel de señal recibida cuando el transmisor y el receptor tienen una clara, y no obstruida línea de vista entre ellos. Como en la mayoría de los modelos de propagación de ondas de radio de gran escala, el modelo en el espacio libre predice que la potencia recibida decae en función de la distancia de separación entre el transmisor y el receptor. La potencia recibida en el espacio libre por una antena receptora la cual está separada de la antena de transmisión por una distancia d, esta dada por la ecuación de Friss del espacio libre: Ld GGP dP rttr 22 2 )4( )( π λ = (1.1) en donde Pt es la potencia transmitida, Pr(d) es la potencia recibida la cual es una función de la distancia de separación d entre el transmisor y el receptor, Gt es la ganancia de la antena de transmisión, Gr es la ganancia de la antena de recepción, d es la distancia de separación en metros entre el transmisor y el receptor, L es el factor de pérdida del sistema no relacionado con la propagación (L≥1) y λ es la longitud de onda en metros. Los valores para Pt y Pr deben ser expresados en las mismas unidades, y Gt y Gr son cantidades adimensionales. Las pérdidas misceláneas L son usualmente debidas a la atenuación en la línea de transmisión, pérdidas en los filtros y pérdidas en las antenas en el sistema de comunicación. Un valor de L=1 indica que no existen pérdidas de hardware en el sistema. La ecuación de Friss para el espacio libre (1.1) muestra que la potencia recibida cae en proporción al cuadrado de la distancia de separación entre el transmisor y el receptor. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 6 SEPI-ESIME La pérdida de trayectoria representa la atenuación de la señal como una cantidad positiva medida en dB, esta definida como la diferencia en dB entre la potencia efectiva transmitida y la potencia recibida y puede o no incluir el efecto de las ganancias de las antenas. La pérdida de trayectoria para el modelo en el espacio libre cuando las ganancias de las antenas son incluidas está dada por: −== 22 2 )4( log10log10)( d GG P P dBPL rt r t π λ (1.2) Cuando las ganancias de las antenas son excluidas, las antenas son consideradas para tener una ganancia unitaria y la pérdida de trayectoria está dada por: −== 22 2 )4( log10log10)( dP P dBPL r t π λ (1.3) El modelo en el espacio libre de Friis es válido solamente para valores de d que se encuentren en el campo lejano de la antena de transmisión. El campo lejano, o región de Fraunhofer de la antena de transmisión está definida como la región que va más allá de la distancia de campo lejano df, el cual está relacionado con la dimensión lineal de la apertura de la antena del transmisor y con la longitud de onda de la portadora. La distancia de Fraunhofer está dada por: λ 22D d f = (1.4) en donde D es la dimensión lineal de la antena. Adicionalmente, para que df se considere que está en el campo lejano debe satisfacer [1]: Dd f >> (1.5) λ>>fd (1.6) Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 7 SEPI-ESIME 1.1.2 Reflexión en tierra Cuando una onda de radio incide sobre la superficie de la tierra, no es reflejada sobre un solo punto en la superficie, sino de un área. El área de reflexión puede ser tan grande que abarque varias zonas de Fresnel, o puede ser tan pequeña como una cresta ó un pico que incluya solamente un parte de la zona de Fresnel. El significado de las zonas de Fresnel en la reflexión en tierra es similar alconcepto de zonas de Fresnel en el espacio libre. Sin embargo, las ondas reflejadas en la superficie de la tierra cambian generalmente de fase dependiendo de la polarización de la señal y del ángulo de incidencia. Las ondas polarizadas horizontalmente son reflejadas desde la superficie de la tierra y cambiadas de fase en casi 180°, y cambian efectivamente la longitud de la trayectoria eléctrica aproximadamente media longitud de onda (λ/2). Para ondas polarizadas verticalmente, por otro lado, el cambio de fase varía entre 0° y 180° dependiendo del ángulo de incidencia y del coeficiente de reflexión. Para el caso de ondas polarizadas horizontalmente, si la superficie de reflexión es suficientemente grande para considerar el área total de cualquier nulo en la zona de Fresnel, las reflexiones resultantes llegarán a la antena fuera de fase con la onda directa, causando desvanecimiento. En algunos casos un fenómeno similar ha sido observado para señales polarizadas verticalmente [2]. 1.1.3 Los tres efectos básicos de propagación La reflexión, la difracción y la dispersión son los tres efectos básicos de propagación los cuales impactan en la calidad y confiabilidad en la transmisión de los sistemas de comunicación móvil. La potencia recibida (o su recíproca la pérdida de trayectoria) es generalmente el parámetro más importante que se predice por los modelos de propagación de gran escala basados en la física de estos tres mecanismos. El desvanecimiento de pequeña escala y la propagación multitrayectoria también puede ser descrito por la física de estos tres mecanismos. La reflexión ocurre cuando una onda electromagnética que se propaga choca contra un objeto cuyas dimensiones son mucho mayores comparadas con la longitud de onda de la onda propagada. La reflexión ocurre desde la superficie de la tierra y desde edificios y paredes. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 8 SEPI-ESIME La difracción ocurre cuando la trayectoria de radio entre el transmisor y el receptor es obstruida por una superficie que tiene formas irregulares (filos). Las ondas secundarias resultantes de la superficie de obstrucción están presentes por todo el espacio así como detrás del obstáculo, dando un incremento en el doblamiento de las ondas alrededor del obstáculo, aún cuando una trayectoria en línea de vista no exista entre el transmisor y el receptor. A altas frecuencias, la difracción, como la reflexión, dependen de la geometría del objeto, así como de la amplitud, fase y polarización de la onda incidente en el punto de difracción. La dispersión ocurre cuando el medio a través del cual la onda viaja consiste de objetos cuya dimensiones son pequeñas comparadas con la longitud de onda, y en donde el número de obstáculos por unidad de volumen es grande. Las ondas dispersas son producidas por superficies rugosas, objetos pequeños y otras irregularidades en el canal. En la práctica, el follaje, las señales en las calles y los postes de luz induce dispersión en un sistema de comunicación móvil [3]. 1.1.4 Factor K Si una onda de radio es propagada en el espacio libre, la trayectoria que seguirá será una línea recta. Sin embargo, cuando una onda se propaga en la atmósfera terrestre, encontrará variaciones en el índice de refractividad atmosférica a través de su trayectoria, lo que causará que ya no sea una línea recta, sino curva. Los gases atmosféricos absorberán y dispersarán la energía de la onda de radio, la cantidad de la absorción y la dispersión serán en función de la frecuencia y la altitud sobre el nivel del mar. El factor K es un factor de escala que ayuda a cuantificar la curvatura de una trayectoria emitida. Comúnmente los radios enlaces se describen como enlaces en línea de vista, e incorrectamente se sugiere que las comunicaciones están limitadas por el horizonte óptico en cuyo caso K=1. En la mayoría de los casos los radio enlaces no están limitados a una propagación en línea de vista (LOS). De hecho, frecuentemente se pueden lograr comunicaciones más allá del horizonte óptico hasta por un 15% , esto es, K=1.33. La figura 1.1 ilustra este concepto en forma simplificada. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 9 SEPI-ESIME Figura 1.1 Línea de vista óptica y línea de vista de radio. La figura 1.2 muestra el efecto de varios valores de factor K sobre inclinaciones del rayo de radio. Estas inclinaciones son debidas a la refracción angular. La refracción angular a través de la atmósfera ocurre porque las ondas de radio viajan con diferentes velocidades en diferentes partes de un medio de variación dieléctrica constante. En el espacio libre la velocidad del grupo es máxima, pero en la atmósfera no ionizada en donde la constante dieléctrica es ligeramente mayor debido a la presencia de moléculas de gas y agua, las ondas de radio viajan más lentamente. Ya que las ondas de radio viajan más rápido en medios con baja constante dieléctrica, la parte superior de los frentes de onda tienden a viajar con mayor velocidad que la parte inferior, causando un descenso en la desviación del lóbulo. Figura 1.2 Inclinación de diferentes rayos para algunos valores del factor K. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 10 SEPI-ESIME En una atmósfera horizontalmente homogénea en donde el cambio vertical de la constante dieléctrica es gradual, la inclinación o refracción es continua, por lo que el rayo es lentamente inclinado desde la parte menos densa del aire hacia la parte más densa, haciendo de esta manera que el lóbulo tienda a seguir la curvatura de la tierra. Esta inclinación puede ser directamente relacionada al radio de las esferas. La primera esfera, por supuesto, es la tierra (con un radio de 6370 km) y la segunda esfera es aquella formada por la curvatura del radio cuando su centro coincide con el centro de la tierra. El factor K puede ser definido como la relación entre el radio r del rayo curvado con respecto al radio de la tierra r0: 0r r K ≈ (1.7) 1.1.5 Desvanecimiento El desvanecimiento es definido como una variación en el tiempo de fase, polarización y/ó nivel de la señal recibida. Las definiciones más básicas de desvanecimiento están en términos de los mecanismos de propagación involucrados: refracción, reflexión, difracción, dispersión, atenuación y guía de las ondas de radio. Estos mecanismos de propagación son básicos porque determinar el entorno en donde se pueden medir los parámetros del campo incluyendo amplitud (nivel), fase y polarización, así como, frecuencia y selectividad espacial del desvanecimiento. El desvanecimiento es causado por cierta geometría del terreno y por condiciones meteorológicas que no son necesariamente mutuamente excluyentes. Todos los sistemas de transmisión en un intervalo de frecuencias de 0.3 a 300 GHz pueden sufrir desvanecimiento. Los tipos de desvanecimiento experimentados por una señal de propagación a través de un canal de radio móvil dependen de la naturaleza de la señal transmitida, así como de las características del canal. Diferentes señales transmitidas sufrirán diferentes tipos de desvanecimientos, de acuerdo a la relación entre los parámetros de la señal, tales como pérdida de trayectoria, ancho de banda, periodo del símbolo, etc., y los parámetros del canal (tales como retraso extendido RMS y el efecto Doppler). El fenómeno de dispersión de gran escala es afectado principalmente por la presencia de montañas, bosques y edificios entre el transmisor y el receptor. La estadística del Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 11 SEPI-ESIME desvanecimiento de gran escala proporciona una manera de calcular un estimado de la pérdida de trayectoria como función de la distancia y otros factores. Se dice que un canal presenta desvanecimientode frecuencia selectiva cuando el retraso extendido es mayor que el periodo de símbolo. Esta condición ocurre cuando los componentes de la multitrayectoria recibida de un símbolo se extienden más allá del tiempo de duración de los otros símbolos. Tal dispersión multitrayectoria de la señal proporciona un tipo de interferencia inter-símbolo llamada ISI inducida por el canal. Cuando el retraso extendido es menor que el periodo de símbolo, se dice que el canal presenta desvanecimiento plano, y no existe distorsión ISI inducida por el canal. Pero puede existir degradación en el desempeño debido a las componentes de fasor no resueltas que de manera destructiva ayudan a proporcionar una reducción substancial en la relación señal a ruido (SNR) en el receptor. El desvanecimiento rápido y el desvanecimiento lento son clasificados en base a como rápidamente la señal banda base transmitida cambia, comparada con el intervalo de cambios de los parámetros eléctricos del canal. Si la respuesta al impulso del canal cambia a un intervalo mucho más rápido que la señal transmitida, el canal puede ser asumido para ser un canal con desvanecimiento rápido. En caso contrario se considera que es un canal con desvanecimiento lento. Es importante notar que la velocidad de la unidad móvil o la velocidad de los objetos usando el canal a través de una señal banda base determina en donde una señal sufre desvanecimiento rápido o desvanecimiento lento. En el diseño de radio enlaces, son de gran interés los conceptos de intervalo de desvanecimiento, que es el número de desvanecimientos por unidad de tiempo; la profundidad del desvanecimiento, esto es, cuanto del nivel de intensidad de la señal varía con respecto al valor en el espacio libre y es generalmente expresado en decibeles. La profundidad de los desvanecimientos puede exceder los 20 dB, particularmente en trayectorias LOS muy largas y ser mayor a 30 dB para trayectorias con dispersión en la troposfera. La duración de los desvanecimientos puede ser de hasta varios minutos. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 12 SEPI-ESIME • Comparación de los tipos de desvanecimientos más comunes Los desvanecimientos pueden clasificarse también en selectivos y no selectivos que pueden afectar la trayectoria de un enlace de microondas. Dos o más de estos tipos de desvanecimientos pueden ocurrir simultáneamente. Cuando uno o más rayos interferentes llegan a la antena receptora en fase o fuera de fase con el rayo principal se dice que se trata de desvanecimientos selectivos y afectan a frecuencias específicas; generalmente cualquier tipo de diversidad (por ejemplo en frecuencia ó espacio) ayuda a disminuir el desvanecimiento selectivo. Los desvanecimientos de potencia ó de atenuación son generalmente desvanecimientos no selectivos, en estos casos la diversidad en frecuencia y espacio no ayudan a mejorar las condiciones del desvanecimiento. El desvanecimiento multitrayectoria (figura 1.3) está dado por múltiples recepciones de copias de la señal transmitida, cada una siguiendo una trayectoria diferente. Dependiendo del entorno del transmisor y del receptor pueden existir muchos ó pocos objetos de reflexión de la señal transmitida, en general estos objetos son conocidos como dispersores. En un entorno multitrayectoria típico cada trayectoria tiene una longitud diferente por lo que llegan al receptor con diferentes retrasos; las señales que viajan por trayectorias cortas llegan más rápido al receptor, mientras que las que recorren mayor distancia llegan al receptor más tarde. Por otro lado, cada copia de la señal es atenuada de diferente manera, ya que cada una encontrará obstáculos diferentes a su paso como por ejemplo: ventanas, paredes de diferentes materiales, árboles de diversos tamaños, etc. Tomando esto en cuenta, la propagación multitrayectoria de una señal transmitida resulta en un patrón de interferencias, en donde en determinados puntos la onda interfiere constructivamente, mientras que en otros lo hace destructivamente. Si cada elemento dentro del entorno de propagación (transmisor, receptor y dispersores) no se mueve, la señal recibida solo sufrirá una extensión de retraso y diferentes atenuaciones; se dice entonces que el canal es invariante en el tiempo. Por otro lado, si se produce movimiento dentro del entorno de propagación, algunas o todas las trayectorias cambian en el tiempo, así como las atenuaciones y los tiempos de retraso; como consecuencia se dice que el canal es variante en el tiempo. En este caso además de la extensión de retraso, el receptor sufrirá variaciones en los niveles de señal recibidos debido a los movimientos en el patrón de interferencia; esto es la señal recibida presenta desvanecimiento. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 13 SEPI-ESIME El desvanecimiento multitrayectoria atmosférico puede aparecer en forma estable o turbulento. El desvanecimiento multitrayectoria estable ocurre cuando un pequeño número (2 ó 3) de trayectorias secundarias reflejadas o refractadas son recibidas simultáneamente dentro de la trayectoria deseada; el desvanecimiento resultante es en la mayoría de los casos lento, aunque ocasionalmente puede ser rápido y presentarse un desvanecimiento profundo. El desvanecimiento multitrayectoria turbulento causa desvanecimientos rápidos y poco profundos con muy pocas fallas. Ambos tipos de desvanecimiento multitrayectoria atmosféricos tienen una distribución tiempo-profundidad. Por cada 10 dB que se incrementa el margen de desvanecimiento el tiempo de falla se reduce en un factor de 10. El desvanecimiento multitrayectoria es bastante sensible a la orientación y tamaño de la antena. Figura 1.3 Desvanecimiento multitrayectoria El desvanecimiento por lluvia ocurre usualmente en frecuencias por arriba de 10 GHz, aunque se presentan casos en donde el desvanecimiento puede ser nocivo en frecuencias por debajo de los 10 GHz. El desvanecimiento por lluvia es no selectivo, esto es, que todas las trayectorias en cualquier dirección son afectadas de la misma forma. Este tipo de desvanecimiento presenta cambios drásticos pero lentos en el nivel de la señal mientras la señal es transmitida en presencia de tormentas generalmente también acompañada de truenos. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 14 SEPI-ESIME En algunos casos en donde se presenta el desvanecimiento por lluvia es útil incrementar el margen de desvanecimiento entre 45-60 dB. En el caso de las comunicaciones por satélite la atenuación se excede debido a que este efecto es función del ángulo de elevación, para superar esta dificultad es necesario elevar el ángulo de elevación a 10, 15 ó 20 grados. Tanto en enlaces LOS de microondas, como en comunicaciones por satélite, se tiene el factor de trayectoria promedio, el cual reduce algunos de los márgenes de desvanecimiento requeridos. El desvanecimiento por atenuación debido a una obstrucción parcial en una atmósfera con incremento de densidad debido a la altitud, es un desvanecimiento no selectivo. En este caso las fallas son causadas por el acompañamiento de desvanecimiento de multitrayectoria severo y no solo por desvanecimiento por difracción. Las frecuencias bajas (por ejemplo 2 GHz) presentan menos obstrucción o pérdidas por difracción que las frecuencias más altas. • Profundidad de desvanecimiento y duración de desvanecimiento El tipo de desvanecimiento más común es el desvanecimiento multitrayectoria. El diseño de sistemas requiere conocimientos de la cantidad de tiempo anual durante el cual el desvanecimiento multitrayectoria reduce el nivel de señal recibido (RSL) a un valor que está muy por debajo del nivel nominal. RSL, por supuesto, es el nivel de potencia medido en dBw ó en dBm. Sea p, el RSL en presenciadel desvanecimiento, y p0 el nivel de potencia sin desvanecimiento. El tiempo de interés es aquel durante el cual 0/ pp es menor que una cantidad L2, en donde Llog20 describe el nivel de desvanecimiento en decibeles relativo a la RSL sin desvanecimiento. En un mes de desvanecimiento pesado, la probabilidad (fracción de tiempo) de que 2 0 L p p < es : 523 104 − = xLdfcP (1.8) en donde f es la frecuencia en GHz y d es la longitud de la trayectoria en millas. Una descripción de las condiciones climáticas y de terreno están contenidas en el factor c, que puede ser menor a 0.2 en trayectorias con terreno rugoso y clima seco. La longitud de la estación de desvanecimiento, la cual es relacionada a la temperatura anual promedio, Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 15 SEPI-ESIME determina la cantidad de desvanecimiento anual. El tiempo de desvanecimiento anual es tres veces el que ocurre en un mes con desvanecimiento pesado cuando el clima es promedio. La variación del desvanecimiento multitrayectoria con respecto al tiempo se describe en duraciones de desvanecimiento. Típicamente, un desvanecimiento de 20 dB dura aproximadamente 40 segundos, y la duración promedio de un desvanecimiento de 40 dB es de alrededor de 4 segundos. Esto se muestra en la figura 1.4. Solo el 1% de los desvanecimientos puede tener una duración de más de 10 veces el promedio [2,3,4,5]. Figura 1.4 Variación del desvanecimiento multitrayectoria 1.1.6 Efecto Doppler Existe otro parámetro que a veces se trata en algunos modelos, este es el efecto de Doppler en la caracterización del canal, y depende principalmente de que el receptor inalámbrico está en movimiento. El efecto Doppler puede presentarse como: frecuencia Doppler y cambio en movimiento Doppler. La frecuencia Doppler está definida por la expresión: 4 10 20 40 -20 -30 -40 D U R A C I Ó N P R O M E D I O E N S E G U N G O S NIVEL RECIBIDO EN dB (20 log L) 4 10 20 40 -20 -30 -40 D U R A C I Ó N P R O M E D I O E N S E G U N G O S NIVEL RECIBIDO EN dB (20 log L) Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 16 SEPI-ESIME λ v c vf f cd = ⋅ = (1.9) donde fc es la frecuencia de operación, v es la velocidad del receptor, c es la velocidad de la luz y λ es la longitud de onda. El cambio Doppler se define como: dii fv ⋅= )cos(γ (1.10) donde vi es la velocidad de la trayectoria i, γi es el ángulo de incidencia de la trayectoria [3,5,6]. 1.2 ENLACES DE MICROONDAS EN LÍNEA DE VISTA Los radioenlaces de microondas en línea de vista (LOS) se utilizan ampliamente en el área de las telecomunicaciones, con frecuencias por arriba de los 900 MHz; la forma de onda emitida puede ser analógica o digital. En los países altamente industrializados, casi siempre sin excepción, los enlaces de microondas LOS son digitales. La línea de vista (LOS) implica una conectividad terrestre; por supuesto un enlace satelital, por definición, es también un enlace LOS debido a que todas sus terminales son terrestres. El concepto de radio en línea de vista es un concepto importante para entender claramente la intervención del terreno sobre un enlace LOS, tal que el rayo transmitido desde una antena transmisora lo envuelve completamente hasta que arriba a la antena receptora. Típicamente los enlaces de microondas LOS son llamados saltos, y tienen una longitud de entre 10 y 100 km, aunque existen sus excepciones. El diseño de un radio enlace de microondas, independientemente que sea analógico o digital consta de 4 pasos: 1. Planeación inicial y selección del sitio. 2. Dibujar un perfil de trayectoria. 3. Análisis de trayectoria. 4. Reconocimiento del sitio Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 17 SEPI-ESIME 1.2.1 Planeación inicial y selección del sitio. Una ruta de microondas LOS consiste de uno ó varios enlaces de microondas LOS, que pueden cursar tráfico analógico o digital. El diseño requiere saber si el subsistema será instalado como un sistema aislado, ó si es parte de una red de telecomunicaciones en donde el enlace puede ser parte de una ruta de backbone (principal) o de una cola desde el backbone (ruta principal). El siguiente punto a considerar para el diseño de un enlace de microondas LOS es dimensionar el tráfico sobre la ruta, el cual debe ser cuantificado en número de canales de voz, canales de video, canales de programas o intervalo de bits en bruto para sistemas digitales. Para el caso de canales de video y de programa, la información sobre el ancho de banda será requerida y para video, los límites de la fase diferencial y la ganancia, así como la manera de manejar el audio y la entrada a los canales. Una vez que el tipo de tráfico ha sido establecido, un orden de cableado y una doctrina de telemetría pueden ser establecidas. Comúnmente, la vida de un sistema de transmisión es de 15 años aunque algunos sistemas pueden permanecer en operación, con algunas mejoras por mayores periodos. La planeación del sistema debería incluir un crecimiento futuro más allá de los 15 años, tal vez con un margen de 5 años más. Meditar una provisión para el crecimiento futuro durante la instalación inicial puede considerar un mejor presupuesto y al final obtener mejores ventajas sobre la vida del sistema. Estas consideraciones de crecimiento consideraran lo siguiente: • Tamaño del edificio, requerimientos de espacio, tipo de suelo, potencia principal, aire acondicionado. • Planeación de frecuencia. • Instalación. • Considerar en el diseño la compatibilidad con el equipo existente. Cuando se desea interconectar dos puntos X y Y sobre la superficie de la tierra por medio de un enlace de microondas LOS, es necesario realizar el trazado de la ruta y la selección del sitio para lo cual se usan mapas topográficos actualizados. Es primordial en el diseño Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 18 SEPI-ESIME minimizar el número de repetidores a través de la ruta. El costo, por supuesto, es uno de los mayores requerimientos. Existen otros puntos que no hay que perder de vista que tienen gran importancia también. Para sistemas analógicos cada retransmisión adicional inserta ruido en el sistema. Si el receptor está distante es más inmune al ruido. Para sistemas digitales, cada retransmisión agrega retraso a la señal y deteriora el desempeño del sistema. La economía limita frecuentemente la altura de las torres a no más de 110 metros. En un perfil de tierra liso, los límites entre la distancia de retransmisión entre sitios es de aproximadamente 45 millas asumiendo 3 4 de tierra ( 3 4=K ó 1.33). La figura 1.5 ilustra un método simple de hacer un cálculo aproximado de la distancia d al horizonte de radio, asumiendo que la tierra es lisa, 3 4=K , en donde h es la altura de la antena. La ecuación (1.3) puede ser aplicada: hd 29.2= (1.11) En donde d está en kilómetros y h está en metros. Figura 1.5 Factores de cálculo de la distancia en el horizonte de la tierra Una vez que se ha seleccionado el terreno y el mapa topográfico, una línea recta es dibujada sobre el mapa conectando los dos sitios adyacentes e indicando un solo salto. Esta línea forma la base (o la base de datos) del perfil de trayectoria para determinar los requerimientos de la altura de la antena. La selección inicial del sitio fue basada sobre la LOS autorizada del rayo de radio y sobre los puntos de descenso e inserción. El perfil de trayectoria confirmará la autorización del terreno. Sin embargo, antes de que la selección final del sitio sea confirmada, se deben considerar los siguientes factores: Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 19 SEPI-ESIME• La disponibilidad del suelo que ha sido seleccionado como sitio. • El acceso del sitio, esto es, si es costeable o no colocar el sitio en ese lugar o se sería más accesible colocarlo en otro sitio. • Las restricciones de construcción, las regulaciones de zona, etc. • El nivel de la tierra para la torre y para el espacio donde se coloca el equipo. • Condiciones climatológicas. • Las posibilidades de condiciones de propagación anómalas, tales como en las zonas costeras, el desierto o trayectorias sobre el agua. 1.2.2 Perfiles de trayectoria. Un perfil de trayectoria es una representación gráfica en dos dimensiones de una trayectoria entre dos sitios adyacentes que los une un radio enlace. Desde el perfil de trayectoria, la altura de las torres son derivadas, y subsecuentemente, estás alturas pueden ser ajustadas sobre papel de tal forma que el punto de reflexión del rayo pueda evitar superficies reflectivas. El perfil de trayectoria asegura esencialmente que el mayor número de obstrucciones en la trayectoria se eviten. Existen tres métodos reconocidos para dibujar un perfil de trayectoria: 1. Método totalmente linear.- La gráfica linear es usada en donde una línea recta es dibujada desde el sitio transmisor al sitio receptor, dando una claridad tangencial de la altura equivalente de los obstáculos. Una línea recta es también dibujada desde el sitio receptor al sitio transmisor. El doblamiento del lóbulo del radio es representado por un ajuste de cada altura del obstáculo por medio de un aumento equivalente en la tierra usando la ecuación: K dd h 75.12 21= (1.12) En donde h es el cambio en la distancia vertical desde una línea de referencia horizontal y está en metros, d1 es la distancia desde un extremo de la trayectoria a la altura del obstáculo en cuestión y d2 es la distancia desde el otro extremo de la trayectoria al mismo obstáculo, ambas están en kilómetros; K es el factor seleccionado. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 20 SEPI-ESIME 2. Método de 3 4 de tierra. Para este método se requiere una gráfica en papel. En este caso los valores verdaderos para la altura de los obstáculos deben ser usados. Por supuesto, con este método, el valor de K es ajustado a 3 4 del radio de la tierra. 3. Método de curvatura. Se utiliza una gráfica lineal en papel. Los valores verdaderos de los obstáculos son empleados desde una línea de referencia ó nivel del mar medio (MSL) y una línea curva es dibujada desde el sitio transmisor al sitio transmisor y viceversa. La línea curva tiene una curvatura KR, en donde K es el factor K aplicable y R es el radio geométrico de la tierra, como referencia se usa 3960 millas ó 6370 km, asumiendo que la tierra es una esfera perfecta. El método 1 es recomendado porque permite la investigación e ilustración de las condiciones de diversos valores de K para ser graficados, además elimina la necesidad de graficar las curvaturas de la tierra y finalmente no requiere representar líneas curvas, solo un borde recto es necesario, lo cual facilita la tarea del trazado del perfil. La zona de Fresnel puede ser determinada por la ecuación: GHzDF dd F 211 3.17= (1.13) en donde F1 es el radio de la primera zona de Fresnel y está dado en metros; d1, d2 y D están dados en kilómetros. Probablemente uno de los parámetros más interesantes en el diseño de radio enlaces es el gradiente de refractividad. Si asumimos que el índice de refracción n, del aire varía linealmente con la altura h para las primeras decenas de kilómetros por encima de la superficie terrestre y no varía en la dirección horizontal, entonces se puede replantear el factor K en términos del gradiente hn ∆∆ / por medio de la expresión: ∆ ∆ +≈= h nr K r r 0 0 1 (1.14) Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 21 SEPI-ESIME nuevamente r0 es el radio de la tierra (6370 km) y h es la altura sobre la superficie de la tierra. Si consideramos que: 610)1( −≈ nN (1.15) Entonces el factor K queda definido en función del gradiente de refractividad como: 1 1571 − ∆ ∆ +≈ h N K (1.16) Cuando el índice del gradiente de refracción hN ∆∆ / es conocido, el factor K o el factor del radio efectivo de la tierra puede ser aproximado de manera muy precisa por medio de la expresión (1.9); en donde ∆N puede ser encontrado en el Atlas Mundial de Radio Refractividad Atmosférica. Ns a la altura hs sobre MSL puede ser derivada desde el gradiente de refractividad (N0) por medio de la siguiente fórmula: )1057.0exp(0 ss hNN −= (1.17) en donde hs está medida en kilómetros. Para condiciones cerca de la superficie de la tierra es recomendable el uso de la siguiente relación entre Ns y la diferencia de refractividad ∆N entre Ns y N a 1 km por encima de la superficie de la tierra, es decir, ∆h = 1 km: )005577.0exp(32.7)1( sNkmN −=∆ (1.18) 1.2.3 Punto de reflexión Las reflexiones en tierra son las principales causas del desvanecimiento multitrayectoria. Estas reflexiones pueden ser reducidas o eliminadas ajustando la altura de las torres, moviendo eficazmente el punto de reflexión desde un área a lo largo de la trayectoria de mayor reflexión a una de menor reflexión. Por supuesto que para las trayectorias que se localizan totalmente sobre agua o en el desierto, el diseñador tendrá que considerar otros Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 22 SEPI-ESIME métodos tales como la diversidad en el espacio verticalmente o la diversidad en frecuencia para mitigar el desvanecimiento multitrayectoria. El término punto de reflexión es un término algo confuso. En realidad debería ser un punto específico si se asumiera un factor K fijo. Esta consideración es solo válida para una atmósfera estable completamente homogénea a través de la trayectoria total los 365 días del año. En realidad esto no es verdad porque la atmósfera es dinámica, con cambios constantes de temperatura, presión y humedad durante todo el tiempo de la trayectoria. Por esta razón se considera que el punto de reflexión cubre el lugar del perfil de la ruta cuyos extremos son determinados por el factor K. Desde el perfil de la trayectoria, se toma la altura de las torres, h1 para el sitio transmisor y h2 para el sitio receptor, en base a estos datos se determina la relación 2 1 h h , la cual es ingresada como el eje de las x. Sobre el eje de las y, se toman dos valores de n, el primero es para ∞=K y el segundo es para K que tienda a cero. Las distancias desde el sitio más cercano definiendo el lugar de la recepción son determinadas desde los valores nD para cada valor de n, en donde D es la longitud de la trayectoria. 1.2.4 Reconocimiento del sitio. Una vez que el perfil de trayectoria ha sido completado, el diseñador debe verificar los resultados por medio de un reconocimiento de campo de cada sitio donde se realizará un salto en la trayectoria y del terreno intermedio. Lo más importante es la verificación de la localización de los sitios y sus condiciones, ya que los criterios de la línea de vista han sido desarrollados sobre el perfil de trayectoria. El diseñador debe vigilar particularmente el tipo de estructuras que se han erigido desde la preparación del mapa topográfico usado para construir el perfil. Los siguientes puntos son en general las consideraciones que se deben tomar en cuenta para el reconocimiento del sitio. 1. Localización precisa del sitio.- Al menos se deben de considerar dos opciones para la localización de cada sitio, así como la diferencia en la inclinación entre ellos. Es necesario conocer las coordenadas de los sitios y marcarlas en un Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 23SEPI-ESIME bosquejo. Las coordenadas geográficas de los sitios deben diferir en ±1” y con una diferencia de elevación de ±1.5 m. Todos los datos de elevación deben estar referenciados al nivel del mar. 2. Plan trazado del sitio. En un bosquejo del sitio se debe incluir la localización de las antenas así como la localización del equipo. 3. Descripción del sitio. Incluye el tipo de terreno, la vegetación, las estructuras existentes, los requerimientos de acceso, clasificación de los requerimientos, drenaje, etc. Es útil hacer un mapa topográfico detallado marcando los puntos importantes y las distancias por medio de líneas. 4. Descripción de la trayectoria. Idealmente el equipo que lleva a cabo el reconocimiento del sitio debería caminar sobre la trayectoria deseada con un mapa, anotando una descripción general de la vegetación y del tipo de terrero a través de la trayectoria. Marcando la localización de los puntos críticos (obstáculos) determinados dentro de un radio de ±0.2 km, inclinaciones de 1’ de arco y elevaciones de ±1° sobre el centro de la trayectoria. 5. Disponibilidad de potencia. Es importante conocer la localización de la línea de transmisión comercial más cercana a cada sitio. Tener una lista con nombres y direcciones de las marcas a utilizar. Y conocer las condiciones de voltaje, fases, línea de frecuencia y el tamaño de la alimentación (feeder) principal. 6. Suministro de combustible. Conocer las fuentes de propano, diesel, aceites para calentar y gas natural; así como estimar los costos de cada uno de ellos. 7. Materiales y contratistas locales. Conocer las fuentes para obtener los materiales como madera o concreto, los posibles contratistas y la disponibilidad de grúas para mover el equipo. 8. Restricciones de la zona. Se refiere a regulaciones nacionales o restricciones locales que podrían afectar el uso del sitio o la altura de las torres. 9. Datos geológicos y sísmicos. Determinar las cualidades del terreno en el sitio, y la profundidad de las rocas y del agua del nivel del suelo. Investigar con las autoridades locales la frecuencia y severidad de disturbios sísmicos. 10. Datos del clima. Se deben considerar los datos climatológicos generales durante el diseño inicial, tales datos pueden ser: • La temperatura mensual promedio máxima y mínima • Precipitación mensual promedio, así como los días ó meses con lluvia. Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 24 SEPI-ESIME • La dirección y velocidad promedio del viento, y la velocidad y dirección de las ráfagas pico. • Acumulación promedio y extrema de nieve. • Datos sobre inundaciones. • Ocurrencia de huracanes, tifones y tornados. • Condiciones de nubes y niebla. • La probabilidad de periodos extendidos de vientos muy ligeros. • Condiciones de hielo, en particular nevadas. • La temperatura promedio del punto de rocío y variaciones diurnas de humedad relativa. 11. Reconocimiento de Interferencia Electromagnética (EMI). Identificar las fuentes de interferencia electromagnética externas tales como sistemas que corren paralelos a la ruta propuesta, sitios repetidores o terminales, EIRPs, patrones de antenas, frecuencias, ancho de banda y emisiones falsas. Es importante asegurarse que el sistema propuesto no interfiera con sistemas de radio instalados. 1.2.5 Análisis de trayectoria. El análisis de trayectoria proporciona al diseñador los parámetros necesarios para preparar un diagrama a bloques de la configuración de la terminal o el repetidor y especificar los requerimientos tanto cuantitativamente como cualitativamente. Si se asume que la asignación de frecuencias se ha hecho o al menos se considera que la banda de frecuencia en la cual se va a trabajar se ha seleccionado adecuadamente de acuerdo a la autoridad reguladora. Para este caso el parámetro clave para evaluar la salida es el ruido (en dBrnC ó pWp) y la relación S/N para canales estándar de voz y video. El análisis de trayectoria nos ayuda a obtener la apertura de la antena, las características del receptor, la desviación de FM, el ancho de banda IF/RF, la potencia de salida del transmisor, la diversidad de arreglos y la disponibilidad del enlace debido a la propagación. Por último se involucra al sistema necesario para conocer los requerimientos de disponibilidad de propagación en un medio con desvanecimiento. Es útil visualizar un enlace LOS como lo muestra la figura 1.6, en donde el transmisor y receptor están separados por una distancia D. Dada la trayectoria y la frecuencia Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 25 SEPI-ESIME asignada al transmisor, es posible calcular las pérdidas en el espacio libre (FSL) por la medio de la siguiente expresión: MHzkmdB FDFSL log20log2045.32 ++= (2.19) Es importante hacer notar que para una trayectoria de longitud fija, si la frecuencia aumenta al doble, aproximadamente 6 dB son agregados a la pérdida en el espacio libre. Por el contrario, si la frecuencia de operación se reduce a la mitad, la pérdida en el espacio libre se reduce en alrededor de 6 dB. Figura 1.6 Modelo simplificado del análisis de la trayectoria de un radio enlace Considerando nuevamente la figura 1.6, la potencia isotrópica radiada efectiva (EIRP) puede ser calculada con la siguiente expresión: 10 GLPEIRP tdBW ++= (1.20) En donde P0 es la potencia de salida del transmisor, Lt son las pérdidas en la línea de transmisión y G1 es la ganancia de la antena de transmisión. Para calcular la potencia recibida por la señal por una antena isotrópica en la terminal receptora, la EIRP es algebraicamente sumada a la pérdida en el espacio libre (FSL) y a la pérdida de absorción gaseosa Lg. Este nivel de potencia es llamado nivel de recepción isotrópico (IRL). De acuerdo a la figura 1.6 EIRP es la entrada del atenuador, y lo que se desea calcular es la salida del atenuador: gdB LFSLEIRPIRL ++= (1.21) Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 26 SEPI-ESIME El nivel de señal recibida, RSL, en la entrada del receptor es calculada por la suma algebraica del nivel de recepción isotrópica, la ganancia de la antena receptora G2, y las pérdidas en la línea de transmisión del receptor Lr: rLGIRLRSL ++= 2 (1.22) rg LGLFSLEIRPRSL ++++= 2 (1.23) rgt LGLFSLGLPRSL ++++++= 210 (1.24) Un objetivo de interés en el análisis de trayectoria es calcular la relación portadora a ruido (C/N). Conociendo la RSL y considerando el umbral del ruido térmico en el receptor, es sencillo calcular la relación C/N: t dB PRSL N C −= (1.25) en donde Pt es el umbral del ruido térmico en el receptor. Observe que RSL y Pt deben tener las mismas unidades, convencionalmente en dBm ó en dBw. El nivel de ruido térmico es frecuentemente referenciado como el umbral de ruido térmico. Para un receptor operando a la temperatura de una habitación es función de ancho de banda del receptor (BIF) medido en Hz y a la figura del ruido NF en dB del receptor. Por lo tanto, el umbral del ruido térmico Pt de un receptor puede ser calculado como: dBIFt NFBdBWP ++−= log10204 (1.26) El IF de un receptor FM debe acomodar el ancho de banda de RF, el cual consiste de la expansión de la desviación pico total y del un número de bandas generadas. El ancho de banda IF puede ser estimado a partir de la regla de Carson: ( ) mpIF FFB +∆= 2 (1.27) Capítulo 1. Radio Enlaces de Microondas Miriam Cuevas León 27 SEPI-ESIME en donde pF∆ es la desviación de frecuencia pico y Fm es la modulación de frecuencia más alta. Para lograr la relación C/N requerida para un radio enlace, una herramienta primaria para el diseñador es tener disponible es el tamaño de las antenas del enlace. Para este caso se consideran antenas parabólicasreflectoras. La eficiencia de ganancia de la mayoría de las antenas parabólicas disponibles están en el orden de 55-65%. Generalmente en la práctica es bueno tomar el valor más bajo de 55% para realizar el análisis. En este caso la ganancia de la antena puede ser calculada desde el diámetro del reflector y la frecuencia de operación por las siguientes fórmulas: 8.17log20log20 ++= FBGdB (1.28) En donde B es el diámetro del reflector parabólico en metros y F es la frecuencia de operación en GHz. Para calcular la ganancia de la antena de una antena parabólica de disco con una eficiencia η, se utiliza la siguiente expresión: dBBG ftdB 92.49log10log20 −+= η (1.29) en donde B es la apertura del diámetro en pies; F es la frecuencia de operación en MHz. Para valores de η, se usa el equivalente decimal del porcentaje de eficiencia, esto es, si se usa el valor de 65%, el valor que se toma es de 0.65, por ejemplo [2,7,8]. Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 28 CAPITULO 2 MODELOS DE PROPAGACIÓN PARA PREDICCIÓN DE DESVANECIMIENTO En los sistemas de comunicaciones, una gran cantidad de modelos teóricos y experimentales se han propuesto para predecir una evaluación cuantitativa y combatir el fenómeno del desvanecimiento. Sin embargo, aún no existe un método para modelar adecuadamente el fenómeno de los desvanecimientos y para proponer un método mas eficiente o el de mejor desempeño se requiere conocer los modelos existentes, por lo que este capítulo se presenta una descripción de los principales modelos para predecir el desvanecimiento en sistemas de comunicaciones móviles. 2.1 MODELOS DE DESVANECIMIENTO PARA SISTEMAS TERRESTRES MÓVILES 2.1.1 Distribución Log-Normal En un ambiente de propagación real una señal transmitida atraviesa diferentes entornos, así que la señal recibida sobre el ambiente N puede ser escrita como: )exp(2 yrN ≈ (2.1) de donde: ( )∑ − −− += N i iiii ddry 1 1 2 1 /lnln α (2.2) en donde αi el factor de pérdida de atenuación del entorno i, ri-1 es la señal del entorno i-1, di y di-1 son las distancias desde el transmisor de los entornos i e i-1. Como N no tiene límites se puede reescribir 2Nr como r, por lo que: )exp(2 γσ += xr (2.3) en donde x es una variable Gaussiana con media cero y varianza igual a la unidad, σ y γ son respectivamente la desviación estándar y el valor medio de y. Haciendo una transformación de variables se encuentra que: Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 29 = ∧ w r r rp 2 ln 2 1 exp 2 1 )( 2 2σπσ (2.4) en donde r es la amplitud de la envolvente de la señal recibida, 2/σσ = está dada en Nepers, )2exp( 2σ−= ∧ ww y w2ln=γ . La correspondiente densidad de potencia es: −= ∧ w w w wp 2 2 ln 8 1 exp 8 1 )( σπσ (2.5) La distribución de desvanecimiento para la envolvente r, y la potencia 2 2 rw = , están dadas por y son normalizadas por la potencia media w . Este tipo de distribución es usado para cuantificar la distribución de rayos que experimentan múltiples reflexiones y difracciones entre el transmisor y el receptor [3,10]. 2.1.2 Distribución de Rayleigh La distribución de Rayleigh caracteriza un entorno dominado por propagación multitrayectoria, en donde las ondas parciales son consideradas para tener una distribución de fase homogénea. Una señal con una amplitud de envolvente r descrita por la distribución de Rayleigh es escrita como: 222 yxr += (2.6) en donde x y y son los procesos correspondientes en fase y en cuadratura de los procesos Gaussianos de banda angosta. Nuevamente utilizando planteamientos estadísticos estándar, la función de densidad de probabilidad de r está dada por: −= w r w r rp 2 exp)( 2 (2.7) Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 30 en donde 2σ=w . La densidad de potencia correspondiente es: = w w w wp exp 1 )( (2.8) La probabilidad de que la envolvente de la señal recibida no exceda un valor definido de R es dada por la correspondiente función de distribución acumulativa: ( ) ∫ −−==<= R r R drrpRrpRP 0 2 2 2 exp1)()( σ (2.9) Para canales de radio móviles, la distribución de Rayleigh es ampliamente usada para describir la naturaleza del tiempo de variación estadístico de la envolvente recibida de una señal con desvanecimiento plano ó de una componente multitrayectoria individual. Ya que los datos de desvanecimiento son usualmente medidos en términos de los campos, las cantidades para una distribución particular no se pueden suponer. El valor promedio es frecuentemente usado en lugar de los valores medios, lo cual hace fácil comparar diferentes distribuciones de desvanecimiento [3,10,11,12]. 2.1.3 Distribución de Rice La distribución de Rice caracteriza un entorno en donde una componente directa es superpuesta sobre las ondas dispersas, así que la envolvente recibida es expresada como: ( ) 222 yaxr ++= (2.10) en donde x y y son las variaciones de fase y cuadratura correspondientes en los procesos Gaussianos de banda angosta como se describió anteriormente. La densidad de r está dada entonces por: + + − + = w kk rIk w kr w kr rp )1(2 2 )1( exp )1( )( 0 2 (2.11) Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 31 de donde k es llamado el factor de Rice y corresponde a la relación entre la potencia de la onda directa y la potencia de las ondas dispersas. El factor de Rice es definido por: 2 2 2σ a k = (2.12) a expresa la amplitud pico de la señal dominante, )1(2 kw += σ , I0 es la función de Bessel modificada de orden cero dada por: [ ] θθ π π dvvI ∫= 0 0 cosexp 1 )( (2.13) La correspondiente densidad de potencia es [3,9]: + + − + = w kwk rIk w kw w k wp )1(4 2 )1( exp )1( )( 0 (2.14) [3,10] 2.1.4 Distribución de Nakagami La distribución de Nakagami fue deducida por inspección sobre datos medidos de un experimento de Nakagami sobre propagación en largas distancias en la banda HF que presentaban desvanecimiento rápido de gran escala. Aunque empírico, y por consiguiente sujeto a aproximaciones y ajustes, la fórmula es bastante razonable y ha demostrado una gran utilidad. La distribución de Nakagami es una solución general aproximada del problema de fase aleatoria. La solución exacta, involucra el conocimiento de la distribución y de la correlación de todas las ondas parciales que componen la señal total, y no es viable debido a su complejidad. Esto ha sido eludido por Nakagami, quien a través de métodos empíricos basados en la medición de campos seguido por procesos de curvas adecuadas, llega a la distribución aproximada. La señal de Nakagami puede ser entendida como una composición de un grupo de ondas multitrayectoria, así que dentro de cualquier grupo las fases de las ondas dispersas son aleatorias y tienen similares tiempos de retraso, con tiempos de retraso dispersos de diferentes grupos siendo Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 32 relativamente grandes. Sin embargo, ningún modelo físico ha sido dado para la distribución de Nakagami. Más recientemente, fue propuesto un modelo de desvanecimiento, que conduce a un método formal, pero simple para obtener la fórmula exacta de la distribución de Nakagami basado en el parámetro 2 nm = , donde n es un númeroentero diferente de cero. Ya que este nuevo método propuesto es mucho más fácil de manejar, las estadísticas de orden alto pueden ser abordadas en una manera más exacta. De acuerdo a este modelo, la envolvente de la señal de Nakagami puede ser escrita como: ∑ − = += 2 1 1 22 0 2 n i irrr para n impar (2.15) ∑ = = 2 1 22 n i irr para n par (2.16) en donde 20 2 0 xr = , o de forma equivalente 2 0 2 0 yr = , 222 iii yxr += para i=1,2,…, y xi y yi son las variables aleatorias correspondientes a los procesos en fase y en cuadratura de los procesos Gaussianos de banda angosta, como se describió previamente. La función de densidad de potencia de r está dada por: Γ = − − w mr m r w m rp m mm 2 exp )(2 )( 2 1 12 (2.17) En donde ∫ ∞ − −=Γ 0 1 )exp()( dvvvm m es la función Gamma, y ( ) 22 σnw = . La correspondiente densidad de potencia es: Γ = − w mw m w w m wp mm exp )( )( 1 (2.18) Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 33 La función de densidad de probabilidad de Nakagami puede ser mostrada como una expresión más general de otras funciones de densidad conocidas. La función de densidad de probabilidad de Rayleigh es obtenida usando m=1. La PDF de Nakagami puede ser también aproximada tanto a la distribución de Rice como a la Log-Normal sobre ciertos dominios, dando los límites apropiados a los parámetros [3,10]. 2.2 MODELOS DE ENLACES SATELITALES 2.2.1 Modelo ITU-R En 1988, La Unión Internacional de Telecomunicaciones (ITU) adoptó nuevos métodos para predecir la distribución de la profundidad de desvanecimiento debido a la propagación multitrayectoria para el peor mes promedio en frecuencias UHF y SHF, para enlaces terrestres en línea de vista (LOS). Empleando las estadísticas del gradiente de refractividad disponibles en mapas mundiales, los métodos fueron recomendados para aplicación en todas las regiones del mundo. El primer método propuesto para el estudio de la profundidad de desvanecimiento no utilizaba información detallada del perfil de la trayectoria y fue más bien diseñado como un método preeliminar. El segundo método, el cual empleaba ya el perfil de trayectoria fue diseñado con el propósito de considerar más detalles; se creó una base de datos de desvanecimientos multitrayectoria de alrededor de 246 enlaces, incluyendo 34 sobre agua, en 23 ciudades de todo el mundo. El modelo geoclimático usado en ambos métodos y un método asociado para predecir la distribución del desvanecimiento poco profundo están siendo revisados por un tercer grupo del nuevo sector de radiocomunicaciones de la ITU (ITU-R). El modelo ITU-R se detalla en la recomendación ITU P.530-10 “Datos de propagación y métodos de predicción necesarios para el diseño de sistemas terrestres con visibilidad directa”. Uno de los objetivos de este Anexo es presentar de forma concisa y detallada métodos de predicción sencillos para los efectos de propagación que deben tenerse en cuenta en la mayoría de los enlaces fijos con visibilidad directa, así como indicaciones relativas a sus gamas de validez. Otro de sus objetivos es presentar información importante y otras técnicas que puedan recomendarse en la planificación de los sistemas terrestres con visibilidad directa. Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 34 Descripción de los métodos 1 y 2 de los modelos ITU-R para predicción de la profundidad de desvanecimiento El método 1 del modelo ITU-R para predicción del rango de profundidad de desvanecimiento en una distribución de desvanecimiento multitrayectoria requiere conocer solamente 3 variables del enlace: la longitud de la trayectoria d (km), frecuencia f (GHz) y la magnitud de la inclinación de la trayectoria pε (mrad). El método 2 requiere conocer una variable adicional del enlace φ (mrad), el cual es el ángulo promedio correspondiente al modelo de 3 4 del radio de la tierra para refracción. La predicción básica basada en las ecuaciones (2.19) a (2.23) son las mismas para los dos métodos, los originales y los revisados. Sin embargo, los métodos revisados presentan un conjunto de ecuaciones de mayor precisión para determinar el factor geoclimático K, el cual toma mucho más en cuenta la variación del clima y del terreno. El porcentaje de tiempo p que el desvanecimiento profundo A (dB) es excedido en el peor mes promedio es obtenido en el método 1 de la expresión: ( ) 104.189.06.3 101 ApfKdp −− ⋅+= ε % (2.19) La magnitud de la inclinación de la trayectoria requerida es calculada de: [ ] d hh dhhArc rtrtp − ≈−= 1000/tan1000ε (2.20) en donde ht y hr son, respectivamente, las alturas en metros del transmisor y del receptor sobre el nivel del mar. Aunque no está expresado explícitamente por la ITU-R, el desvanecimiento profundo A excedido por p porcentaje de tiempo en el peor mes promedio puede ser obtenido de: ( ) pfdGA p log101log14log9.8log3657 −+−++−= ε (dB) (2.21) Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 35 Aquí G es el factor geoclimático logarítmico dado en términos del factor geoclimático K por: 57log10 += KG (dB) (2.22) Las correspondientes expresiones básicas de predicción para el método 2 son: ( ) 102.11.193.03.3 101 ApfKdp − −− ⋅+= φε % (2.23) ( ) pfdGA p log10log121log11log3.9log3346 −−+−++−= φε (dB) (2.24) 46log10 += KG (dB) (2.25) El ángulo promedio φ es obtenido de: ( )[ ]221 11 bm d hh +− + =φ mrad (2.26) de donde: ( )21 32 4 10 hha d m e + = (2.27) 21 21 hh hh c + − = (2.28) ( ) + + + = 31 3 2 3 cos 3 1 3 cos 3 1 2 m mc Ar m m b π (2.29) en donde ae es el radio efectivo de la tierra, h1 y h2 son las alturas en metros de las antenas transmisora y receptora respectivamente, por encima de la curva de regresión Capítulo 2. Modelos de propagación para predicción de desvanecimiento Miriam Cuevas León SEPI-ESIME 36 lineal a través del perfil de trayectoria como se representa en la gráfica de la parte plana de la tierra. Para ambas versiones, la original y la revisada de los métodos 1 y 2, es recomendable que el factor geoclimático K sea obtenido de los datos de desvanecimiento para enlaces en las cercanías del enlace planeado si tales datos existen. Sin embargo, ya que en la mayoría de los casos no existen los suficientes datos apropiados, se recomienda utilizar un procedimiento de predicción para calcular K basado en las estadísticas del gradiente de refractividad. La predicción de K para las versiones originales de los métodos 1 y 2 puede ser representada por la siguiente ecuación general: 5.1010 L C pK −= (2.30) Con los valores del coeficiente C0 y las condiciones para su aplicabilidad resumidas en la tabla 2.1. Tipo de enlace Método 1 Método 2 Enlaces terrestres que no están en regiones montañosas 6.5 5.4 Enlaces terrestres en regiones montañosas 7.1 6.0 Enlaces sobre el agua 6.0 4.9 Tabla 2.1 Valores del coeficiente C0 para varios tipos de enlace (versión original) La variable pL es el porcentaje de tiempo que el gradiente de refractividad en los primeros 100 metros de la atmósfera es más negativo que -100 N unidades/km en el peor mes estimado. Este dato es obtenido el porcentaje de ocurrencia más alto del gradiente de estos -100 N unidades/km de los mapas topográficos, para 4 meses: febrero, mayo, agosto y noviembre, que representan las 4 estaciones del año. Como una excepción, el mapa de febrero no es usado en el ártico. Similarmente,
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