Descarga la aplicación para disfrutar aún más
Vista previa del material en texto
Microondas y RecepciónSatelital --- J:. A. Bava A. J. Sanz t. .., ..." "'~..:!!!'P.¡""'~S!CY;;;""Y;"~"';"W"7~~" '-' ANTENAS 3-1 Diagrama de irradiación Una antena puede ser definida como la región de tránsito de una onda electro- magnética entre el espacio libre y una linea de trasmisión o guía de onda (figura 1a). Mientras que las líneas de transmisión son usualmente diseñadas para minimi- zar la radiación, en una antena la energía radiada debe ser lo mayor posible. La respuesta de una antena es función de la dirección y es dada por el diagrama de irradiación. Se denomina diagrama de irradiación de una antena, al diagrama polar del vector campo eléctrico o magnético (figura 1b). Luego tornando r constante se determina el valor del campo para cada a y 4>. ~-<>, ~ I o I-e' ro I IDc: Q) .(') z Líneade trasmisión' Espacio libre E I H I I I I " I L.-/"~ cp x y a b Figura 1 a. Traspasodeseñalde un medio confinado a uno no coriflllado, !l. lI:.Jr,fpO/tUl".I' para la representación de un diagrama de irradiación. /\lIt~., '~I;' .. t. 1-1 "" MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL Estediagrama indica de que manera la antena concentra I~rradiada enel espacio que la rodea. Lasformas tfpicasde diagrama de irradiación son las mostradas en la figura 2. x La máxima dirección del campo eléctrico (B...), el ancho del haz (ángulo poten- cia mitad al/) Yla existencia o no de lóbulos secundarios o laterales que se especi- fican en -dB con respecto al máximo del lóbulo principal. Debemos remarcar que los parámetros y características de una antena son igua- les transmitiendo o recibiendo. En base a esto podemos realizar el análisis del comportamiento de una antena de igual forma trabajando como transmisora que como receptora. z x 3-2 Potencia irradiada ~x z Si el vector de Poynting es bien conocido en todos los puntos de radio r de la esfera, que contiene en su centro una fuente puntual en un medio sin pérdida, la potencia radiante por dicha fuente es la integral sobre toda la superficie de la esfera de las componentes radiales Prdel vector de Poynting promedio, luego: 1 Pmed= -- Re [Ea Hop]2 y Isotrópico y Omnidireccional x 1 P = - (E 2/ z. )med m"x 1 2 (1) Por lo tanto: Lápiz(pencil) Abanico(fam) w. = 11 p d da trr me (2) Figura 2. Tfpicos diagramas de irradiación de antenas. Los diagramas de irradiación pueden especificarse por los siguientes datos: Siendo: Wirr= potencia irradiada (Watt) Pm<d= componente radial del vector de Poynting medio (Watt / m2) da = elementos infinitesimales de área de la esfera Emax Para un radiador isotrópico, Pmcdes independiente de 8 y cj>.Luego: W. isot = P d fJ ds = P ed 4 1t r2lIT me m => P d isot = W. isot / 4 1tr2me trr (3) Figllra 3. Caracter(sticas del diagrama de irradiación de una antena. Otra manera de expresar la potencia irradiada es: Wirr = 11We (4) 64 . Antenas ~. --. "-- --- Antenas. 65 4' ,. r f. -- MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL donde: 11 = eficienCia de antena o efi- ciencia de apertura W. = potencia de entrada de la antena. De = 41t U(a, <P)max 41t = La Pmedpor el radio al cuadra- do en el cual estamos midiendo (figura 4) nos da la potencia por unidad de angulo solido (O) o intensidad de radiación U(9,$) en wattsI rad2. Pmed I IU(a, <p)dO I I U(a, <p)I U(a, <P)maxdO z De = 41t/OA (10) x Donde dO es un elemento del angulo sólido (sen 9d9 d$) Y°A puede ser descripto en términos de ángulo sustendido por los puntos de ángulo potencia mitad en los dos planos principales y puede expresarse: °A == 0.01120.'1/2 (11) U(a tt.) = P e2, 'i' med (5) 0.8112Y 0.~112:son los ángulos de potencia mitad en los dos planos principales. También puede expresarse en función del área de apertura (A)y la longitud de onda de la señal (A.)como: 'A} Figura 4. Representación de la potencia radiante en un diferencial de área. Otro parámetro de importancia de una antena es la directividad, la que se defi- ne como el cociente entre la intensidad de radiación máxima de la antena y la intensidad de radiación de una fuente isotrópica excitada con igual potencia o intensidad de radiación promedio de la antena que estamos considerando. O =A (12) A De = U(a, <P)maJUprom (6) Luego la directividad queda: De = 41t U(a, <P)maxI Wltr A La intensidad de radiación promedio está dada por: u = P isot e2 =prom. med W.lIT 4,,( (7) (8) Elconcepto de directividad Dr cuantifica la propiedad de la antena de concen- trar t'nerH(iIen dctcrminadas zonas del espacio. Cuanto más agudo es el diagrama dt. irr,HlladÓndl' la antena, mayor será la directividad. L\ potonda de irradiación total puede determinarse integrando U(9, $) sobre 41t, (>udlondooxprcsarse la ecuación (8) como: "'IKllrn5. AnRlllo sólido y área de apertura. ----- -- . 1\1I101I.1J' . (, l;,J . Antonas ~ MICROONDAS y RECEPCION SATEUTAL . 0"__...-.-. MICROONDAS y RECEPCION SATEUTAL _o_.-- .. luego la (10) queda 41t A D= (13) ')..,2 la directividad considera el máximo del diagrama de irradiación, sin tener encuenta la eficiencia de antena. es por eso que se define la ganancia de la antena referida al radiador isotrópico como: Go = U(e, ~)'maxI Uprom (14) U(9, <\I)'maxes la intensidad de radiación máxima de la antena bajo consideración y está relacionada con U(9, <\1)por el factor de eficiencia de apertura (11).luego Go = 11U(9, ~)maJ Uprom= 11Dr = 1141t Al ')..,2 (15) Enalgunas antenas las pérdidas son tan pequeñas que la ganancia puede hacer- se comparable a la directividad. Pero se debe recordar que la ganancia es de impor- tancia cuando se evalúa un sistema, ya que el valor de directividad enmascara las pérdidas reales que pueda tener la antena. Hiperbólico Circular 3-3 Antenas con reflectores pasivos Figura 6. Geometría de reflectores simples. Este tipo de reflectores permite modificar los diagramas de irradiación de un alimentador, mejorando sus características, como por ejemplo la eliminación de un lóbulo hacia atrás por medio de un plano reflector. las antenas reflectoras y discos parabólicos son las más importantes en la banda de microondas. las ventajas que poseen son: grandes ganancias, uso correcto en varias frecuen- cias. <fx Elíptico los reflectores más comunes, que surgen como combinación de reflectores slm pies, son los siguientes: . Parabólico Dentro de las desventajas tenemos: que no son fáciles ni de pensar, ni de cons- truir y cuando son grandes estructuras son muy diffciles de montar. Hiperbólico 3-4 Geometría de los sistemas reflectores Sistema Cassegrain las diferentes geometría de los reflectores son las siguientes: 68 . Antenas ::o Ulp\lco Slstelna Clrt/g(>rlurlo l\"troll'¡¡; - t .'1 MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL MICROONDAS y RECEPCION SA'TEL/TAL ~ 2 f = R (1 + cos e) 2F ~ R= (16) .. 1 + cos 9 Parabólico Sistema periscopio Figura 7. Geometría de combinaci6n de reflectoressimples, La expresión (16) aplica el principio de igualdad de trayectorias (camino 1 y camino 2). Luego un reflector parabólico nos indica que las ondas irradiadas desde una fuente isotrópica ubi- cada en el foco se re- I flejan en la parábola, y llegan a una línea A A' paralela a la direc- triz con la misma fase (fig. 9). Foco I :AI I I I I t lA' I 3-5 Reflectores parabólicos Propiedades generales: Una fuente puntual colocada en el foco de un reflector parabólico, produce un frente de onda plano como se expresa gráfica y analítica- mente (fig. 8). El plano B B', de- terminado por los ex- tremos del reflector es llamado. plano de apertura. I I I I I Vértice I I I I I I1- Directriz ~ S' Se hará a continuación el análisis de los reflectores más usados en la banda de microondas. S Figura 9. Trayectoriade un frente de onda plano sobre un reflectorparab6lico. 3-6 Geometría de la parábola Usando la notación de la figura 10 la ecuación de un parábola es: y2 = 4F x (17) y ,j Foco donde: D =diámetro de la antena. D F =distancia focal = D2116 C. x e y =definen los puntosde la parábola. Reflector parab6lico Figura 8. Trayectoria de una onda en un reflector parab6lico.. Figura 10. Geometr{a de una pardlJ()/a. ro . Antpnn" .- Al/te'I/,1A, - MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL e = depresión de la parábola en su centro. Multiplicando y dividiendo por D la ecuación (17) nos queda: y2 = 4 D x (F / D) 3-8 Ganancia de reflectores parabólicos la ganancia de un reflector parabólico puede escribirse como: (18) Go = (4 1t A / J..2) 11 (20) Luego para el cálculo de una'parábola se tiene que: x = y2/(4D (F/D» donde: (19) Go = ganancia referida al radiador isotrópico. A. = longitud de onda. A = área de apertura (área proyectada por el disco). 11 = eficiencia de apertura. Se puede considerar como área efectiva, a una superficie uniformemente ilumi- nada que tiene la misma ganancia que la antena, para una cierta frecuencia. Entonces para un cierto diámetro D y una cierta relación F ID se calculan los valores de x para cada valor de y. -7 Tipos de reflectores parabólicos Los reflectores más comúnmente usados son los observados ,en la figura 11. A.r = (GoJ..2)/411' (21) ~ ~"_, Reflector parabólicocilíndrico la eficiencia de la antena o eficiencia de apertura puede determinarse con la siguiente expresión: Foco 11 = 11¡ 115 11p 11x 11b 11. donde: (22) Reflector parabólico de revolución' 111 =eficiencia de iluminación. 11. = eficiencia de sobreiluminación (spillover). 11 = eficiencia de error de fase.p 11. = eficiencia de polarización cruzada. 11b=eficiencia de bloqueo. 11.= eficienciade error de superficie. FIK"ra 11. Reflectores parab6licos. Un paraboloide cilíndrico, convierte una onda ciHndrica radiada por una fuente IInotll ubicada en el foco, en una onda plana en el plano de apertura del reflector. MI!'fltras que un paraboloide de revolución convierte una onda esférica de una fuont(' Isotrópica ubicada en el foco, en una onda plana en el plano de apertura del ndlPC'Ior. las ecuaciones que rigen estas eficiencias, considerando alimentadores con variaciones circunferenciales están dadas por: (,lhB rescatar que los reflectores parabólicos ciHndricos son generalmente más 118;HJOS011el rango de ~OO- 900 MHz mientras que los de revolución se extienden pM,' frecuencias mayores de 900 MHz. ',) . 1\I1(Olltl.', t----- Antenas. 73 --- - -- MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL 11¡ = 2 ctg2(O I 2) FIA(6) 1 + 1 B(6) b tg(6 /2) d6 ' F 1 A(6) 1 '+ IB(6) 1 ') "".(6) d6 (23) [;1 A(6) 1 + 1 B(6) btg(6/2) de 11b = j e 1 o; 1 A(6) 1 + IB(6) b tg(6 / 2) d6 l' (27) F' A(6) l' + 18(6) 1') "".(6) de 11.= .F IA(6) I'+ IB(6) I') sen(6) d6 11. = e-(41teIA.¡2donde e = error rffiSde la superficie. (28) (24) donde A(e) = IA(e) Iej~a(9) y B(e) = IB(e) I ej~b(9)son el diagrama de los campos E y H del alimentador principal. Elángulo es el que sostiene el reflector parabólico desde su foco a la mitad de la superficie. 1 FA(6) + B(6» tg(6 /2) d6 l' 3-9 Resolución de una parábola Esla propiedad de la antena con la cual permite captar en formas separadas dos fuentes transmisoras puntuales que se encuentran a poca distancia una de otra. <X1I2 = K(A.I D)(rad) (29) (25) donde: <X'/2= resolución. /.. = longitud de onda, D = Diámetro de la antena. K = factor que depende de la iluminación del alimentador. Si se reduce a grados nos queda: 11p = j e 1 o; IA(6) 1 + 1 B(6) btg(6/2) d6 l' j e. o( I A(O) I + I B(O) I )2 sen(O) dO 11x = j eo 2 0(1 A(O)12+ IB(O)12)sen(O) dO <X1I2 = K 57.29 (A.l D) (grados) (30) (26) Este <X'/2representa el ángulo de potencia mitad del sistema reflcc.lor, 3-10 Influencia de las dimensiones en la gan,lIH It\ Este es uno de los factores más importantes qUl' dl'tmrnlniltl 1" /1111"11,,.1H"""tllhl para una cierta frecuencia y ancho de hHndrt, ,4 . Antnnfl!uJ t 1\J/fUl/w. - ".) MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL " MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL La ecuación de la ganancia obtenida en (21) puede también escribirse como: Go = TI (11: D I A)2 (31) donde: D = diámetro del reflector. Por lo tanto cada vez que el diámetro del reflector es aumentado al doble, su ganancia se cuadruplica, o sea es incrementada a 6 dB. Si por ejemplo ambas estaciones aumentan en el doble los diámetros de ante- nas, el campo de fuerza de la señal serfa incrementado en 12 dB. También si un reflector es usado en una frecuencia mayor, su ganancia se incrementarfa. Parábola real Parábola ideal Figura 12. Desviaci6n peri6dica de una super- ficie de una antena reflectora. Periodicidad1 Periodicidad es la frecuencia en la cual se repiten esas desviaciones pico. Las pérdidas-en la ganancia en función de las desviaciones picos, son mostradas en la figura 13, para distintas periodicidades y suponiendo que las desviaciones ocurren uniformemente sobre el disco. 3-11 Efecto de la relación F / O (distancia focal / diámetro del reflector) También podemos apreciar que para periodicidades pequeñas, o sea del orden de A/6, pueden aceptarse desviaciones de A/8, ya que la ganancia decrecerfa solo 1 dB. También se ve que cuando la periodicidad excede una longitud de onda, el m"ximo de desviación para pérdidas de 1 dB, se reduce a A /16 y las pérdidas (:f(!cen rápidamente para valores de desviaciones mayores. f:ste análisis gráfico permite evaluar las pérdidas en el caso de considerar las desviaciones periódicas. Pero un cálculo más exacto de estas pérdidas fueron vistos dnteriormente, cuando las relacionamos con la eficiencia de antena (ecuaciones 22 y 28). Estarelación es el factor fundamental que gobierna el diseño de un alimentador para un reflector parabólico. Por ejemplo dos reflectores que tienen diferente diámetro, pero igual relación F / O, pueden emplear el mismo alimentador. Para reflectores de igual diámetro pero distinta relación F/ O, se deben utilizar distintos alimentadores para que ilu- minen con la misma eficiencia. Los valores prácticos de F/ O van de 0.2 a 1. Elvalor de F/ O = 0.25 correspon- de a reflectores que poseen el foco en el plano de apertura. Las relaciones F / O que producen depresiones en los discos, son usados para minimizar los lóbulos laterales. 3-12 Efecto de la superficie de un reflector Los efectos de las irregularidades en las superficies, actúan sobre la máxima frecuencia de trabajo, la cual se reduce para irregularidades mayores. La desviación de una superficie de un reflector se expresa como valor pico de desviación en términos de longitudes de onda (fig. 12). 76 .Antenas o Figura 13. Pérdida de ganancia de una antena reflectora vs. las irregularu/at!e,f peri6dicas de la superficie rejll>c/o/'a (desviaci6npico y periodicidad). 18. ? ~ :\ ¡,¡~() Mao '¡.J~O '¡.J10 lJa'Nlnolónpico o ~-~ Antonns . / / MICROONDAS y RECEPCION SATELlTALMICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL 3-13 Reflectividad de la superficie la superficie reflectora de una antena parabólica puede ser continua o puede tener discontinuidades, como en el caso de usar una malla de alambre. las superfi- cies discontinuas son más baratas y ofrecen menor resistencia al viento. las discontinuidades en las superficies reflectoras son proporcionales a la longitud de onda y normalmente se usan en ondas métricas y centimétricas, y no en ondas milimétricas. Elproblema en las superficies reflectoras es determinar el grado de conductivi- dad necesario. Una forma de resolverlo es tratarlo como un problema de Hnea de transmisión, es decir, una onda viajando a lo largo de una línea de transmisión, el espacio libre, que se encuentra con un medio que cambia bruscamente la impedancia característica, la superficie reflectora. Nuestro interés radica en saber que magnitud de nuestra señal es reflejada y que cantidad de esa energía es absorbida o transmitida por dicha superficie. Para ello previamente repasemos algunos conceptos. los efectos de pérdida sobre la ganancia se basa en las dimensiones de la malla, esta se puede calcular con la figura 14, donde se observa que los orificios deben ser menores que'A./1O, para CJueIa pérdida en la ganancia sean menor que 1 dB. 3-14 Campo cercano y campo lejano 0,15 10 Las características de un campo son determinadas por la fuente, el medio que rodea a la fuente, y la distancia entre la fuente y el punto de observación. En un punto cercano a la fuente, las propiedades del campo son determinadas fundamen- talmente por las características de la fuente. En cambio lejos de la fuente, las pro- piedades del campo dependen fundamentalmente del medio en el cual el campo se propaga. Entonces, el campo alrededor de la fuente puede ser separado en dos regiones. ajA 0.20 aId 25 20 15 12,5 0.30 0.25 7,5 0,10 0.09 0,08 0.07 0.06 0,05 6 . Campo cercano Campo lejano ;// aco 5 4,5 4 1> I I I I I I I I I I N2x I 3,5 0,04 a 3 0,03 2,75 Fuente Distancia desde la fuente Figura 14. Pérdida de ganancia de un reflector mallado enfunción de las medidasftsicas de la malla. Los materiales que pueden ser empleados para la construcción de las mallas son: cobre, aluminio, hierro galvanizado e hierro estañado; su justificación la dare- mos en los párrafos siguientes. Figura 15. Regiones de una fuente radianre enfunción de la distancia. Cerca de la fuente está el campo cercano o campo de inducción. A una distan- cia mayor que A./ 2 1t(aproximadamente un sexto de la longitud de onda) se consi- 78 . Antenas --- - --- -- --,~_.."U- Antenas. d-. 10 5 3 mí' :s 1 0,5 '5 'w el. t 0,2 0.1 0,05 MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL dera campo lejano o de radiación. La región alrededor de A./ 2 1t es la región de transición entre los dos campos. La relación entre el campo eléctrico E y el magnético H es la impedancia de la onda. En el campo lejano la relación El H es igual a la impedancia característica del medio Z =377 ohms en el aire o espacio libre. En el campo cercano, la relación es determinada por las características de la fuente y la distancia donde el campo es observado. Si la fuente tiene alta corriente y baja tensión El H < 377, es predominantemente magnético. Inversamente si la fuente tiene baja corriente y alta tensión El H > 377, el predominio es eléctrico. Cuando la distancia se incrementa, el campo eléctrico pierde algo de su inten- sidad generando un complementario campo magnético. En el campo cercano, el campo eléctrico 'se atenúa con la relación 1 / r3,yel magnéticocon 1/ r2.Entonces la impedancia de la onda decrece y tiende a alcanzar la impedancia en el espacio libre en el campo lejano. En el campo lejano ambos campos E y H se atenúan con la relación 1 / r. En el campo cercano, los cam- pos eléctricos y magnéticos deben considerarse separadamente. En el campo lejano ellos se combinan, formando una onda plana de im- pedancia 377 ohms, por lo que no se les diferencia. La efectividad de la superficie varía con la frecuencia, con su geometría, con el tfpo de campo, con la dirección de la onda incidente, y con su polarización. No incluiremos en este estudio la geometría de las superficies. Dos tipos de pérdidas son encontradas cuando una onda choca con una superfi- cie metálica. Laonda es parcialmente reflejada desde la superficie, y la transmitida (no reflejada) es atenuada cuando pasa a través del medio. Este último efecto lla- mado pérdida de absorción, es igual en el campo cercano o lejano y en el campo eléctrico o magnético. Las pérdidas por reflexión (5) son independientes del tipo de campo y de la impedancia de la onda. Normalmente se define como: s = 20 log(Eo I El) dE s = 20 log(Ho I H) dEo 101< Ea Yl\ son los campos incidentes sobre la superficie. El y H¡ son los que emergende la superficie. Entonces la efectividad total de un reflector dependerá de las pérdidas por re- flexión, de las pérdidas por absorción, además de un factor de corrección debido a múltiples reflexiones en espesores finos. Zo=377otms 3-16 Impedancia de la onda Constantes usadas: Permeabilidad = 4 x 10-7Hy I m en el espacio libre. constante dieléctrica = 8,85 x 10-12F I m en el espacio libre. conductividad aeu = 5,82 x 107mhos / m aal = 3,55 x 107 mhos / m ale = 1 x 107 mhos I m Para cualquier onda electromagnética su impedancia es: 50"" 2. campo cercano campo IEjeno ,. ~,05 ~J" ¿,s; [)s1andadesdelaluenlenormalizadaa Al" Figura 16. Impedancia VS. distanciadesde la fuente normalizada. . Zw = E/H3-15 Efectividad de las superficies Para analizar esto existen dos teorías: la do! circuito o la del campo. Nosotros usaremos la del campo. 80 .Antenas La impedancia característica del medio es: Zo = "'¡jO)~/«j+jO)e) Antenas. 81 MICROONDAS y RECEPCION SATELlTALMICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL Para conductores cr»j O)E, la impedancia característica, llamada impedancia de la superficie Z. Z. = ...¡j ro~ / a = ...¡ro~ / a (1 + j); IZs I = ...¡ ro~ / a En el caso de una onda plana en el campo lejano: Z = Zo - w Para aisladores cr «j O)E: Zo=~ Para cobre Z = 3,68 x 10-7-{f. aluminio Z = 4,71 x 10-7-{f. acero Z . = 3,68 x 10-5--Ir. hierro Z = 8,88 x 10-5..¡¡-. Para cualquier conductor en general Z = 3,68 X 1O-7...JliTE...¡r. rr r cr,y Ilr son valores relativos al cobre. 3-1 7 Pérdidas por absorción Cuando una onda electromagnética pasa a través de un medio, su amplitud decrece exponencialmente. Cuando estavariación ocurre, corrientes inducidas por el medio producen pérdidas ohmicas y calentamiento del material. Entonces podemos escribir. E = E e-ti ¡¡1 o H = H e-ti ¡¡1 o donde El YH¡ representan la intensidad de la onda a una distancia t dentro del medio. Campo incidente Eo Campo restante ~ E1 I Distancia desde el borde ~ t "1 I I I1CJ .. Media 'V-- Material cr r 11, Figura 17. Penetraci6n de un campoen un medio. La distancia requerida para que la onda atenuada a l/e o 37% de su valor origi- nal está definida como la penetración por efecto Skin y es igual a: Ó = (2/ ro ~ a)ll2 metros 1 1 1 1 1 1 1 1000 Podemos sustituir y queda: Ó = 6,60/ (f ~,aJ1I2 = 6,60/ (f J.l.,aJll2 cm. Las pérdidas por absorción a través de la superficie pueden escribirse: A = 20 (ti ó) log(e) <lB A = 8,69(ti ó) dB u..? . Antonm, 1- -- _.------------ Antenas. B3 Plata 1,05 Cobre 1 Oro 0,70 Aluminio 0,61 Nfquel 0,20 Bronce 0,18 Esta1'10 0,15 Acero (SAE 104.5) 0,10 MolO Inoxld. (430)0,02 500 PIÓlIlo 0,08 MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL EoYHuson los campos incidentes,El y lI¡ lostransmitidos. Haciendo E, = Eo- El queda: Zl - Z2 las pérdidas de absorción en una superficie de t =oson de aproxima- damente 9 dB, duplicando el espesor duplicamos las pérdidas. Sustituyendo en A (t espesor en cm.): A = 1,314 t (f 11,aya dB 3-1 8 Pérdi~as por reflexión las pérdidas por reflexión en la unión entre dos medios está relacio- nada con la diferencia de impedan- cia característica entre los medios. la intensidad de la onda transmi- tida desde un medio con impedancia ZI a un medio de impedancia Z2 es: El = 2 Z2 Zl +Z2 Eo E =, Eo ZI +Z2 B4 - Antal7l1S 1- MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL Cuando una onda atraviesa una superficie, encuentra dos límites como se ve en la figura 20. Elsegundo limite es entre un medio con impedancia Z2Yun medio con impedancia Z¡. la onda transmitida por esta segunda separación Et H. está dada por: ~ ~E Eot.mo -----E Iea U O Diztancia desde el borde t 2 Zl 2Z2 Zl + Z2 E = [ El H =[ H1 Zl +Z2 Si el espesor de la superficie es pequeño comparado con el efecto Skin o su penetración, la intensidad de la onda transmitida se encuentra sustituyendo El y H¡ en Ely H, respectivamente. Entonces la onda transmitida para superficies finas es: Figura 18. Representación de la penetración de un campo eléctrico en una superficie. E = t 4 Zl Z2 (Zl + Z2)l Ho 4 Zl Z2 (Zl + Z2)2 Eo H =t M_' .1 M_' Eo -E1 Er = Eo - E1 Notamos que si bien el campo eléctrico y el magnético son reflejadas en forma diferente dependiendo del tipo de limite, el efecto neto a través de ambos limites es el mismo para ambos campos. Si la superficie es metálica y el área alrededor es un aislante,luegoZ¡ »Z2' entonces podemos escribir: E¡ = (4 Z2 / Zl) Eo Ht = (4 Z2/ Zl) Ho Sustituyendo la impedancia de la onda Zwpor ZI Y la impedancia Z. por Z2 las pérdidas de reflexión para ambos campos puede escribirse: Figura 19. Onda transmitida de un medio a otro. H = 1 2 Zl Ho ImpedanclaZ1 Ieampollectr1co~ Impedanda ~J ImpedanclaZ1_1;[1 Z2 -El-$O.Zl + Z2 Campo magnetl~ Ijrj -H Figura 20. Onda electromagné- tica atravesando superficies de distinta impedancia. Antenas - 85 MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL IZwl R = 20 log dB 41z I .s 150 125 Zw impedancia de la onda antes de entrara la superficie. Z. impedancia de la superficie. Estaspérdidas por reflexión son para ondas planas incidiendo normalmente a una superficie. Si la onda no incide normalmente, las pérdidas se incrementan con el ángulo de incidencia. Estosresultados también se pueden aplicar a otros tipos de ondas, pues cualquier campo puede ser construido con la superposición de ondas planas. El resultado puede aplicarse a superficies curvas siempre que el radio de curvatura sea mayor que el factor de penetración por efecto Skin. ~m 0"0 a. ~ (/JCI: (IJ c: ~:Q .Qj ~ Il.!;::~ 100 75 50 25 O, 0,01 MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL Acero 10 100 Frecuencia (kHz) ,1000 10000 Figura 21. Pérdidas por reflexi6n VS.frecuencia. . 3-19 Pérdidas de reflexión para ondas planas Enel casode ondasplanas(campo lejano) la impedanciade la onda Zw es la impedancia característica del espacio libre 377. Entonces R = 20 log(94,25 / IZs I) dB En el caso que la reflexión no sea total, la señal que penetra en el medio con- ductor del reflector debe ser atenuada por las que denominamos pérdidas por ab- sorción, que establecen de acuerdo al material y a la frecuencia de trabajo cual será el espesor necesario para lograr la atenuación requerida. 3-20 Posición del alimentador sobre el eje del reflector En la figura 22 se muestran las pérdidas de ganancia (para varias relaciones F/ D) en función del ángulo de desviación del alimentador, en términos del ángulo de potencia mitad. Este efecto está considerado en parte en la ecuación general de la eficiencia (22), mencionado como eficiencia de error de fase y expresado por la ecuación (25) sustituyendo Z. R = 168-10 log(llr f / o) dB Una impedancia de la superficie menor aumentas las pérdidas por reflexión, lo que significa que el coeficiente de reflexión es mayor, más cercano a la unidad. La impedancia de la superficie menor se logra con alta conductividad y con baja permeabilidad. En la figura 21 se muestra las relaciones de las pérdidas para dife- ron\l's materiales. Conclusion 3-21 Efecto de obstrucción en el frente del disco Como nuestro objetivo es lograr que todas las ondas planas que choquen contra la parábola sean reflejadas, es decir que tengamos un coeficiente de reflexión uni- t:'lrio, o hablando en otros términos, que tengamos el mayor número de pérdidas por rnfloxión, es que remarcamos que los materiales de las superficies a utilizar tnng,ul un,l alta conductividad y una baja permeabilidad. Los alimentadores en el frente del reflector, inevitablemente oscurecen parte del mismo. Como consecuencia causan una pérdida en la ganancia. Cuando el diámetro de obstrucción esde 0.3 veces el diámetro del reflector, las pérdidas son solamente de 1 dB. ' 86 .Antenas Antenas. 87 [, 1I I!I MICROONDAS y:-RECEPGION SATEL/TAL. MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL o +¡ o Hipérbola ./ " / \ , ./ - ----\ ~1 Ye '- ... - .$r- - - - - -/ Parábola ~~ - -ci;- \ ',.1 .,..."", '((t_¡- 4-~- --- -- J, . -----1 -+1+F2:1 Fe. 2 3 4 Figura 23. GeomEtría del sistema Cassegrain. Fe =distancia focal efectiva del sistema Cassegrain. Fl =distancia desde el alimentador al vértice del reflector secundario. F2 =distanciadesde el punto focal primarioal vértice del reflectorsecun. 5 Corrimientos en función del ángulo mitad Figura 22. Pérdida de ganancia VS. corrimiento del alimentador del eje focal. Laspérdidas de bloqueo están contempladas también en la eficiencia de antena expresada en la ecuación (27). dario. 11 3-22 Sistema de dos reflectores m =coeficiente de magnificación. F =distancia focal del reflector primario. Sistema Cassegrain Estesistema consiste en un reflector primario (paraboloide) y un reflector secun- dario (hiperboloide). El reflector secundario esta ubicado entre el punto focal y el vértice del reflector primario (fig. 23). Elsistema Cassegrain puede ser evaluado, con excepción del efecto del bloqueo de apertura producido por el reflector secundario (sombra) , con la medida de la parábola equivalente. Esta última está definida como una parábola que tiene el mismo diámetro, pero su longitud focal es: [1' Los coeficientes de magnificación mAsusados varían entre 2 y 6. Las siguientes ecuaciones proveen la relación entre la parábola equivalente y los parAmetros de la antena mostrados en 1"figura 23. - 1 D - -- = tg ('" I 2) 4 Fe 't'r (33) Yc2 (32) Xe=-- (34) donde: Fe = (Fl/ F2) F = IDF 4Fe BB . Antenas 1,1r---- A/J/v/Jlu, . l19-1 2 3 iD :!:!. ¡(! 4-o 'e'<J>- a.. 5 6 7 O MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL Fe tg (~v/ 2) tg (~J 2) e- 1 F1 e+ 1---- - (35)-- F2F Elcontorno del reflector principal se puede determinar por la ecuación (17) y el contorno del subreflector esta dado por: Xs = a ~1 + (Y / b)2 - 1s (36) Siendo sen «~v+ ~r> / 2) e = (31) sen «<1>v- ~r) / 2) Fe=F1+F2 Fe a=- (38)b=a~ 2e Donde las cantidades "e", "a" y "b" son los parámetros de la hipérbola que forman el subrefl ector, "e" es la excentricidad, "a" es el eje transversal medio y "b" es el eje conjugado medio. Enforma analítica con las ultimas expresiones se puede determinar el perfil del subreflector, conociendo por supuesto los parámetros de la parábola real yequiva- lente. Otra forma. de determinar el perfil del subreflector es gráficamente, la que se realiza determinando en 10 o 20 puntos de la parábola real y equivalente en su posición correcta. Uniendo cada punto con su foco la intersección de las líneas de la parábola real y equivalente van a definir los puntos del subreflector. . Con respecto a las medidas del subreflector se debe considerar el diámetro, el cual esa de importancia ya que provoca un bloqueo y como consecuencia perdida de ganancia de la antena. Esencialmente, la mínima condición de bloqueo esta determinada por la directividad del alimentador y la distancia entre el alimentador y el subreflector. - Algunos autores expresan que el diámetro del subreflector debe ser mayor de~ y menos de 0,3 veces el diámetro de la parabola, límite superior que esta dado"p;~ 90 . Antenas .. MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL la pérdida de ganancia de 1 dB. Otros fijan la condición de bloqueo mínimo con ecuaciones que tienen ciertas aproximaciones como se observa a continuación: ~ 2 . Db. = - F 'J... (39) oun . k o ( ~bmin_ ) 2 = 2- ~ -~- = ~a F/D D k D D 2k 1/2 (40) Donde "k" es la relación entre el diámetro efectivo de apertura del alimentador a su diámetro de bloqueo y CJ.'/2 es el ángulo de potencia mitad de la antena en radianes. La proyección del subreflector sobre la apertura de la antena representa una región de bloqueo y produce una reducción de la eficiencia de la antena. Este aspecto se puede estimar con la siguiente expresión: l1b = (1 - (Db / D)2)2 (41) Como la ganancia es directamente proporcional a la eficiencia, las pérdidas por hloqueo se pueden determinar aplicando directamente la función logaritmo a llb' Debemos señalar también que en los diseños para obtener buenos resultados con estas antenas se recomienda valores de relación focal a diámetro equivalente I1MYorque 0,5. ~/,,'('ma Gregoriano [s un sistemasimilar al Cassegrain,con un reflectorparabólico primario y un In(loc\ot' secundario con una configuración elíptica. El reflector secundario en este ( ,1'.0 ('sI;, ubicado fuera del punto focal del reflector primario. (fig.24). ( omo 1m e\ caso anterior, la parábola equivalente tendrá una distancia f6cal pj¡Hllva dddd por la siguiente expresión:\ Fe (Fl/ F2) F = m F (42) d()l1d(l~ ~ Antenas. 91 - MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL 1«' distancia focal efectiva del sis- 1010<1Círegoriano. 111 distancia desde el alimentador .,1vórtice del reflector secundario. l'} distancia desde el punto focal primario al vértice del reflector se- <llndario. m coeficiente de magnificación. MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL con mejor iluminación, la que se.traduce en una mayor eficiencia de antena. El re- sultado es un mayor Grr para un diámetro dado de antena, donde T es la temperatura de ruido del sistema. Entre las desventajas se pueden mencionar la sombra que ejecuta el reflector se- cundario sobre la superficie y la difracción en el borde, que puede ocurrir de elegir dicho reflector de diámetro pequeño. Se puede llegar a un buen factor de compro- miso en el diámetro, como se mencionó anteriormente, y lograr altas eficiencias. Otro efecto que cabe destacar que en estos sistemas se adiciona otro elemento de alineación, que es el reflector secundario. Como conclusión podemos decir que el sistema Cassegrain tiene por un lado las ventajas de eficiencia de iluminación de un reflector parabólico de F/ D grande y por otro tiene la baja contribución de spillover como un reflector con bajo F/ D. Como desventaja se puede apreciar el agregado de un segundo reflector que puede introducir pérdidas o errores de alineación. distancia focal del reflector pri- 111,11'10. I>nbldo.\1" posición del reflector Figura 24. Geometríadel sistema Gregoriano. wlundario, III<;islcmaGregoriano es 1110110:>comptlcto que el sistema Cassegrain, por tal motivo es comúnmente menos 11',11lo nn 1,\práctica. J ) ~ BE'npficios de los sistemas de doble reflector rn la tlclualldad varias antenas de microondas han sido diseñadas usando estas tp,mlcas de doble reflector, éstas poseen varias ventajas frente a los reflectores sim- plus. Una de las ventajas apreciables es la ubicación del cabezal del receptor, el cual ('s soportado desde el vértice de la parábola principal. Una complicación es el montaje para el reflector secundario, si bién es más frágil que el de simplereflector, debe tener la posibilidad de ajuste. Cuando se utiliza un sistema de reflector simple, hay una cantidad de lóbulos laterales generados por la contribución de tierra en forma directa sobre el alimentador como se aprecia en la figura 25. Estoproduce una sustancial capacidad de potencia de ruido dentro del sistema. Laposición del cabezal en el sistema Cassegrain posee ciertas ventajas frente a este inconveniente, reduciendo la radiación directa de tierra hacia el alimentador. . --~_.-.--.. ¿C -" / \j,// .¿\ '>\ " , " \ " \ . \ Potencia de ruido ~ .~,~. .",. Figura 25. Inserción de potenCia de ruidos en anténas reflectoras. 3-24 Sistemas periscopios Este sistema emplea dos reflectores, con el propósito de direccionar la energfa y no se puede definir como los sistemas anteriores (fig. 26). La función de este sistema es la elevar el diagrama de antenas a alturas conve- nientes, sin necesidad de equipos electrónicos, ni de largos tramos de cables. La antena de tierra puede ser una de alta ganancia. Tfpicamente es un parabo- loide orientado para radiar en forma vertical. El segundo reflector es un reflector plano, el cual intercepta la energfa radiada por el paraboloide, y reflejándola nue- vamente en la dirección apropiada. La ganancia relativa de un sistema periscopio está definida como: Debido a que los sistemas Cassegrain tienen la habilidad de obtener longitudes equivalentes más grandes que la longitud focal del reflector en forma simple, se puede iluminar con lóbulos más angostos. Estopermite el diseño de alimentadores 92 .. Antenas -- Antenas" 93 MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL MICROONDAS y RECEPCION SATEL/TAL -- -- --- --- --- 3-25 Alimentadores para reflectores /"'ct: pOn, Funciones de los alimentadores Figura 26. Geometría del sistema periscopio. En base a la necesidad que debe cumplir la antena, se deducen las característi- cas del alimentador. Estaspueden ser: a- Elalimentador debe producir una buena iluminación del reflector, con bajos lóbulos laterales. b- Debe producir un campo lejano con ciertas características de polarización. c- Simultáneamente debe transmitir y recibir con polarizaciones ortogonales, si así se quiere. d- Este debe estar diseñado para entregar una cantidad de potencia. \... ~araboloide '\ ( 1, "" (43) I I 1>1IIVr'del sistema. " " .1, 1, l' 11,\11111., 1,111,l' 1, H~""nr.ia relativa del sistema, si se cono- I di .Irlnda entre ellos y la frecuencia de I 111"l., W\l1ancia total del sistema. c:] ~I " ,,1 clul ¡IGI!~rna., I Bocina cónica Bocina piramidal u 18 0,1 4 6 a 1 AdI4R' ~ I , ¡ 1, I 'tI ,1 ¡t 1 t, ~ t " 10 ,,' Bocina rectangular 6 a 10 Figura 27. Ganancia relativa del sistema periscopio. Dipolo Figura 28. Alimentadores usuales para iluminar reflectores pasivos. 94 .Antenas Antenas. 95 :g 110 "O !II o, c: 100 Q) "O ~ 90 , 'E ea '0 80c: Q) 8. 70 Q) "O ..Q 60::J CJ} c: ,~ 50 MICROONDAS y I-lH'/ / '( :/UN .';)\ 11 111'\1 MICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL 160 Tipos de alimentadores -Esimposible documentar todos los tipos de alimentadores existentes para reflec- tores. Como consecuencia mencionaremos los más típicos (fig. 28) El alimentador usual es la bocina, debido a su simplicidad en el diseño, a su excelente impedancia ya su capacidad de manejar polarización. Elmenos común es el dipolo con pantalla reflectora. Los dipolos cruzados pue- den producir polarización circular en caso de transmisión, o detectar dos tipos de polarización en recepción. Generalmente los dipolos son usados en baja potencia. Elancho de banda manejado por los mismos es muy estrecho, comparándolo con el de una bocina. 150 Haremosel análisis de las ecuaciones (22) a (28) de tal forma de poder com- prender como afectan los alimentadores en la eficiencia de antena y por lo tanto en sus características generales. Si los diagramas del plano E y H son simétricos e idénticos ( A(e) =B(e) ) esto da que Tlx= 1, además si los centros de fase son coincidentes ( <jIa(e) = <jI b(e) ) y están apropiadamente localizadas Tlp= 1. Considerando el reflector ideal las eficiencias de superficie y bloqueo también serán del 100%. En estas condiciones la eficiencia de apertura queda: 140 130 120 Enla figura 29 se puede determinar, conociendo la relación F/ D del reflector y para una atenuación de 10 o 20 dB en los bordes, el ángulo potencia mitad del alimentador que se debe tener para lograr dichas características. . Debemos remarcar que los alimentadores que en la actualidad son los más uti- lizados por sus características, son la bocina cónica corrugada y la circular corrugada, las que derivan de la bocina cónica. Estosalimentadores serán analiza- dos con más detalle al final de este capítulo. 40 3-26 Eficiencia de iluminación y eficiencia de sobreiluminación 30 20 10 o o 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 F/D 11 = 11¡11. (44) Figura 29. Angula de 3 db del diagrama de irradiaci6n del alimentador iluminador del reflector vs. el! / D del reflector. Esta gráfica es para una iluminaci6n en el borde de 10 db yde 20db. 96 . Antenas Según las ecuaciones anteriores tendremos: Ant9nns . 97-,..-1 - ------ --- - \ \ , Iluminación de losbordes -10 dB \ \ 1\ ' \., "r\." " ,-.. r\. Iluminaciónde los "" f' ¡-.......bordes -20 dB '- .......... ~ " MICROONDAS y RECEPCION SATELlTALMICROONDAS y RECEPCION SATELlTAL 111 = 2 ctg(9 I 2) {i A(e) I tg(e I 2) de ) , [1 A(e) l' sen(e) de cionamiento en ancho de banda relativamente grande y una buena definición del centro de fase. Estaspropiedades hace posible el uso de estas bocinas en numerosas aplicaciones. (45) 3-28 Descripción Para lograr una eficiencia de apertura óptima hay un factor de compromiso entre la iluminación y la sobreiluminación. Estose produce ya que si se ilumina el reflector con un haz angosto disminuyen los lóbulos laterales pero también dismi- nuye el área efectiva de recolección deseñal. Por otro lado si se sobre ilumina aumenta el área efectiva de recolección, pero desmejora los lóbulos laterales y por lo tanto aumentará la temperatura del sistema. El ancho del haz no es extremadamente crítico si se desea obtener máxima eficiencia. Se puede demostrar que grandes eficiencias se pueden lograr con ilumi- naciones de bordes entre -8 a -12 dB. Cálculos teóricos demuestran que con alimentadores con iluminación en los bordes de -10 dB se obtienen eficiencias entre 0,64 a 0,78 y con iluminaciones de -2OdBse logran eficiencias de 0,55 a 0,63. Los efectos en la práctica, debido a que en cálculo se consideran reflectores perfectos, en la mayoría de los casos no superan el 70%, excepto en casos particu- lares de doble reflector. Los mecanismos de recepción de primer orden del campo eléctrico E en una bocina cónica es el observado en la figura 30a. La principal fuente de lóbulos laterales es causada por el rayo difractado en los bordes. Estudios sobre este tema muestran que el campo magnético H difractado no produce contribuciones importantes en el diagrama de irradiación. Por lo tanto si se logran buenas condiciones de iluminación en los bordes en el plano E, se redu- cen los lóbulos laterales y se obtienen diagramas de irradiación iguales en los pIa- nos E y H. Un método para controlar la contribución en el plano E, se logra produciendo una superficie corrugada en los laterales de la bocina mediante aletas como se observa en la figura 30b. " 3-27 Antena bocina cónica corrugada La obtención de un alimentador para reflectores parabólicos de características cercanas a las ideales en cuanto a iluminación y rechazo de radiación de tierra, ha sido y es motivo de numerosos trabajos. La bocina cónica corrugada (corrugated conical horn) es una de las mejores soluciones en la actualidad. Este alimentador ha resultado una antena con bajos lóbulos laterales, diagrama do iluminación uniforme en su lóbulo principal y rotacionalmente simétrico, fun- ~ f ~ Rayos ~~ / ~fractados t a b Figura 30 a. Alimentador c6nico; b. Alimentador c6nico corrugado. no .Antnnl1& --"=- ~--"-- -- --1 Antm1E1S. 99 M/CROONDAS y RECEPC/ON SATEL/TAL M/CROONDAS y RECEPC/ON SATEL/TAL Las aletas que forman la superficie corrugada sirven para reducir el rayo de incidencia paralelo a la superficie interna de la bocina. Ese efecto se logra constru- yendo las corrugaciones con características reactivas del tipo capacitivas ('A/2 < d < 'A/4) en el plano E de la bocina. Varios trabajos realizados sobre modelos de este tipo de bocina describen procedimientos gráficos que permiten ser usados como guía de diseño. 3-29 Método de diseño Elcomportamiento de las superficies corrugadas es de mucho interés en el dise- ño de este tipo de bocinas y son tratadas con detalles por varios trabajos. Las di- mensiones de las corrugaciones están vinculadas con el R.a.E., las corrientes de superficie que fluye por las mismas y las pérdidas de potencia que puedan originar. Para que estas superficies operen efectivamente sobre un ancho de banda rela- tivamente grande sus características deben ser: a- una densidad de dos a cuatro corrugaciones por longitud de onda. b- una profundidad "d" del orden de 0,4 de la longitud de onda de la frecuencia central. c- ancho periódico de corrugaciones W / (W + T) mayores de 0,8. Estos son buenos valores de compromiso si se desea lograr un diseño con las condiciones generalesexpuestas. . El centro de fase de este tipo de bocina se encuentra ubicado cercano a la garganta de la guía de onda circular. Debido a la presencia de la superficie corrugada se reduce la iluminación directa de los bordes en el plano E y consecuentemente el mecanismo de radiación se hace similar al del plano H, por lo tanto los centros de fase de los planos E y H coinciden. Uno de los parámetros de interés en el cálculo de un alimentador primario para iluminar un paraboloide de revolución como es nuestro caso, es el ángulo de po- tencia mitad CJ.'/2'conociendo la relación distancia foca l/diámetro del paraboloide y teniendo en cuenta el nivel de los lóbulos secundarios deseados. En los gráficos dados en las figuras 31 y 32 pueden ser usados como guía de diseño y permiten evaluar los parámetros antes mencionados. Elángulo de poten- cia mitad (X.'/2de la bocina corrugada, estimado por el gráfico de la figura 31, es calculado para el modo de propagación TEn' Elvalor del ángulo de la bocina (x.,o necesario para formar un nivel de lóbulos laterales para un paraboloide puede ser calculado con la ayuda del gráfico de la figura 32, usando la relación F/ D como parámetro. .25 0,40 0,50 p,60 0,75 :0,80 J.OO .35 3-30 Alimentador circular corrugado Estosson alimentadores basados en una guía de onda circular con una serie de corrugaciones para mejorar sus características. Esmuy utilizado en comunicaciones satelitales debido a que se pueden lograr buenas características en las bandas de frecuencia de 4 Ghz y en 6 Ghz. Generalmente en 4 Ghz se trabaja en el modo TE" y en 6 Ghz en el modo TM". Estetipo de alimentadores sólo puede usarse en reflectores que posean relacio- nes de distancia foca l/diámetro de la antena menor que 0,35. Estoes debido a que con estos alimentadores se logran ángulos de iluminación de potencia mitad mayores que 80 grados con iluminación de 10 dB en ángulos de 1SOgrados. Una de las desventajas de los simples alimentadores circulares (sin corrugaciones) es la relación front to back, esto produce una diferencia entre los C\J :o .¡g .E (/) 15 .g 30 o.<IJ 00, :;C> e.« 130 ~,~ 40 150 50 .30 ~110 "D ~ 90rn l70 45 60 ao grados 75 Lóbulos laterales dB Figura 31. Angula de potencia mitad vs. Figura 32. Angula físico vs. 16bulos laterales. ángulo físico del alimentador. 100 . AntonF.ts t;!'.. =; Antenas. 101 I / MICROONDAS y RECEPCION SATEUTAL MICROONDAS y RECEPCION SATEUTAL ! \ I diagramas de campo E y H. Estudios sobre el tema muestran que el campo H no produce contribuciones importan- tes en el diagrama de irradiación. Por lo tanto, como en las bocinas cónicas corrugadas, se deben obtener mejores condiciones en los bordes en el plano E. Uno de los métodos es colocar corrugaciones en los laterales con va- lores reactivos capacitivos, de forma de alterar el campo E. Se produce como consecuencia una considerable mejo- ra de la relación front to back, lográndose características de irradia- ción y de fase satisfactorias. Figura 33. Alimentador circular corrugado. -.,-.- 0,734A-' ~.-,'- La longitud del alimentador Lprefe- rentemente debe exceder una longitud de onda. Para mayores diámetros de la guía de onda, menores longitudes Ldel alimentador. Para d =:0,7 de la longitud de onda se tienen longitudes del alimentador de 1,8 de la longitud de onda. El centro de fase de estos alimenta- dores se encuentran cercano a la gar- ganta de la guía de onda y se puede determinar prolongando los lados del ángulo de potencia mitad haciéndolos coincidir con los extremos de la guía de onda, la intersección de los lados con (!ll~J('«mtral de la gura determinan el 1111111'0 d(! la ("0;(', 3-31 Diseño ti Todas las medidas del alimentador intentan obtener una mejor relación front to back y una ecualización entre los diagramas del campo E y H con centros de fase coincidentes. . l'\I.){~rhn(~ntcllnwnt(!se ha encontra- do qUl' on estos tipos de alimcntadores, cllgunas mejoras en la eficiencia de la Iluminación producen una desmejora en la característica de fase. Generalmente en el disel'io óptimo la relación diáme- tro de las corrugaciones/diámetro de la guía (01 / O) Y la distancia a la que se colocan las corrugaciones (L1) son ex- perimentalmente determinadas para producir mejores características de am- plitud y fase. El diámetro de la guía de onda del alimentador debe exceder de 0,586 de la longitud de onda en el aire. Si el diámetro es menor que este valor se estaría traba- jando por debajo de la frecuencia de corte de la guía de onda produciéndose serios problemas de atenuación. Valores entre 0,65y 0,85 son adoptados. Lascorrugaciones intentan suprimir las corrientes de superficie que fluyen sobre ella, originadas por el campo E que se generan en las paredes externas de la guía de onda y por efecta de difracción producirían una desmejora de las características del alimentador. Es por eso que las longitudes de las corrugaciones deben tener valores reactivos capacitivos para producir una derivación a tierra. Por lo tanto las longitudes deben estar entre un cuarto y media longitud de onda en el aire. En forma similar al caso de bocina cónicas, se aconseja una densidad de dos a cuatro corrugaciones por longitud de onda. Para que la superficie opere sobre un ancho de banda grande se aconseja que las corrugaciones sean de 0,4 de la longitud de onda de la frecuencia tomada como central y que el período W / (W + n sea mayor que 0,8 (figura34) I,();I . Anit1t1.lb ~ --1d> 1/4A\-- Figura 34. Típicas dimensionesfísicas de alimentadorcircular corrugado. .J. < 1/10 A f 1/5 A=L1 L Antenas. 103
Compartir