AMPLIFICADORES DE AUDIO - LO BASICO

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AMPLIFICADORES DE AUDIO 
 
LO BASICO 
 
 
AUTOR: PEDRO LIMA 
 
Compilado por: Luis Blázquez 
 
Es la compilación de una serie de 10 artículos publicados en grupos de FB exponiendo 
los puntos y criterios básicos más importantes para poder iniciarse en proyectos de 
amplificadores lineales de audio clase AB: Conceptos, análisis y síntesis de los mismos. 
Base perfecta y sólida para comenzar, con ejemplos, mediciones, y circuitos prácticos. 
 
Nivel requerido: Tener una base de conocimientos de electrónica y sus fundamentos. 
 
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AMPLIFICADORES DE AUDIO – LO BASICO 
 
INTRODUCCIÓN. 
 
La imagen muestra un diseño simplificado de un amplificador de audio de tres etapas; posiblemente el más usado como 
base para el desarrollo de los clase AB de la actualidad. - 
Q1 y Q2 constituyen el amplificador diferencia de entrada. Su función es comparar la señal de entrada con una fracción 
de la señal de salida y entregar al resto del circuito la señal necesaria para que el amplificador proporcione a la carga la . 
 salida requerida. . 
La fracción de la señal de salida la toma mediante el lazo de realimentación formado por R3 yR2. Es una etapa de poca 
 ganancia. . 
Q3 constituye la etapa amplificadora de tensión. Es una etapa en emisor común, de muy alta ganancia y responsable de 
 la mayor parte de la amplificación de tensión. . 
Q4, Q5, Q6, Q7 constituyen la etapa de salida. Actúan como “buffer” de corriente entre la salida de la etapa amplificadora 
de tensión y la carga presentada por el altavoz; son en realidad dos seguidores de emisor, uno para cada semi-ciclo de la 
señal, y su ganancia de tensión aproximadamente alcanza la unidad. Su configuración se conoce como “push-pull”. . 
el seguidor superior “empuja” (push) corriente hacia la carga durante el semi-ciclo positivo, el seguidor inferior “hala” 
(pull) corriente desde la carga durante el semi-ciclo negativo. Q4 y Q5 suele denominárseles transistores controladores o 
 “drivers”, siendo Q6 y Q7 propiamente los elementos de salida. . 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
En la 1º imagen se aprecia el diagrama básico de un amplificador con los valores típicos de algunos de sus componentes. 
Hay 2 fuentes de corriente: Una de 2mA en la etapa de entrada y otra de 10mA en la etapa VA, ambas con tensión Vbias de 2.8V. 
La 2º imagen muestra precisamente un circuito muy sencillo para su implementación … En la parte 1 tendremos unos sencillos 
cálculos basados en la Ley de Ohm, que determinan el valor que deben tener los dos resistores que intervienen y se realizan 
pensando en los 2mA necesarios en la primera fuente; y para la de 10mA es similar. 
 
 
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PARTE 1. 
 
Abordando el circuito de las fuentes de corriente. 
 
Como referencia de tensión se hace uso de un diodo Led de color rojo, del que previamente hice la medición de su 
corriente Iak en función de la tensión Vak mediante un osciloscopio. 
Tal medición aparece en la imagen, que también muestra una medición simultánea de 2 diodos 1N4148 en serie 
ya que con este circuito, es bastante común encontrarse con un arreglo de dos diodos en el lugar del Led. 
Las dos mediciones simultaneas son solo para justificar el porqué prefiero usar un Led 
(si a alguien le interesa profundizar lo podemos conversar). 
 
Lo importante es que como punto de trabajo del Led, se escoge el de 5mA/1.75V, punto que está marcado por la 
posición de los cursores en la imagen. 
 
 
 
 
La siguiente imagen muestra cómo quedaría la fuente de corriente implementada en el circuito del amplificador: 
 
 
 
 
 
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PARTE 2. 
Que les parece si en ésta segunda parte analizamos un poco la operación de la etapa de entrada: el amplificador diferencial. 
En la primera imagen ( ilustración izquierda ), he colocado medidores de corriente, tanto en el colector del transistor que 
constituye la fuente de corriente constante (Q3), como en los transistores del amplificador diferencial propiamente (Q1 y Q2). 
Se aprecia como los 2mA establecidos por la fuente de corriente se distribuyen en partes iguales por los colectores de Q1 y Q2. 
 
Para que esa distribución igualitaria se dé en un circuito real, es requisito primordial que los transistores utilizados posean 
características muy similares; de ahí la enorme importancia de escogerlos previo emparejamiento. 
También lo que exista en el circuito del lado de las bases de los transistores debe ser igual (misma impedancia). 
 
Por ejemplo, en la ilustración de la derecha de la primera imagen modifiqué el valor del resistor en la base de Q2; se advierte 
de inmediato que la corriente por los colectores ya no es la misma, cambió a 0.87mA en Q1 y a 1.16mA en Q2; claro que la 
suma, sigue siendo la corriente fijada por Q3. 
 
 
 
 
En la segunda imagen coloqué sondas de corriente y tensión y recurro a una fuente de señal que ingresa por la base de Q1. 
Corresponde a una tensión pico de 100mV y en la gráfica se aprecia como esos 100mVp (trazo en color azul y cuya escala 
es la de la izquierda) producen una corriente (IB1) que va entre los 3.46uA y 10.2uA y está “montada” sobre un valor de 
aproximadamente 7uA (trazo en color rojo y cuya escala es la de la derecha). 
Esos 7uA son la corriente de base en reposo, corriente de base que corresponde al 1mA por colector (en reposo) 
 Recuerden que la corriente de colector no es más que la corriente de base multiplicada por la ganancia del transistor (hfe). 
 
 
 
 
La tercera imagen muestra como esa corriente de base Ib1 (trazo azul, escala izquierda) produce una corriente de 
colector Ic1 (trazo rojo, escala derecha) que va entre 0.45mA y 1.55mA, la forma de onda de esa corriente de colector 
se evidencia “montada" sobre un valor de 1mA. 
 
Recuerdan la corriente de 1mA en reposo, primera imagen?? 
 
 
 
Como no quiero que el post resulte demasiado extenso, lo dejo hasta aquí. 
Pero dejo una pregunta para quienes se interesen en el tema: 
 
Si la corriente por el colector de Q1 ha quedado variando entre 0.46mA y 1.56mA y solo hay disponibles 2mA 
(fijados por la fuente de corriente constante) para que se repartan entre Q1 y Q2. 
Qué está pasando con la corriente por el colector de Q2?? 
 
Y por cierto: Si bien esta exposición la hago usando el simulador, por la practicidad y economía de tiempo, perfectamente 
se puede corroborar armando el circuito real y efectuando las mediciones pertinentes con los instrumentos adecuados. 
En la "Parte 1" está la explicación de cómo se establecieron los 2mA para la fuente de corriente constante. 
 
 
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 PARTE 3 
En la publicación anterior (Parte 2) se mostró como una tensión aplicada a la base de Q1, produce una corriente de 
base (Ib1) que se manifiesta como una corriente de colector (Ic1=hfe*Ib1) y al mismo tiempo, ocasiona una corriente 
por el colector de Q2 (Ic2); igual a Ic1 pero de fase opuesta (contrafase). 
Q1 es “estimulado” por su base y Q2 lo es por su emisor; ésta forma de trabajo es la que permite la linealidad tan 
importantedel circuito y que funcione según lo esperado, depende en gran medida de la estabilidad de la fuente de 
corriente constante (Q3), es decir, que en todo momento logre mantener fija la corriente planeada. 
La siguiente Imagen No.1 muestra lo descrito: las formas de onda de Ic1 e Ic2 en azul y rojo respectivamente, y en 
magenta la corriente controlada por Q3, que como se observa es constante en todo momento. 
 
 
 
La Imagen No.2 muestra el efecto de sustituir la fuente de corriente constante con un simple resistor. El resultado es similar 
y se aprecia sin embargo una muy ligera variación de la corriente de polarización a lo largo del tiempo, pero hay que hacer 
notar que en ésta configuración la corriente que fija R1, depende de la fuente de alimentación y que cualquier variación de 
ésta (que no se ha considerado en la simulación), repercutirá en su estabilidad. 
 
 
 
La Imagen No.3 muestra lo que ocurre cuando se prescinde de la fuente de corriente constante, para colocar en su lugar 
una fuente de tensión, implantada mediante un Zener. Es muy evidente la poca estabilidad de la corriente de polarización 
del par diferencial; la señal aplicada como entrada modifica (modula) esa corriente de polarización. 
Se puede apreciar como la corriente Ic2 deja de parecerse a Ic1, sobre todo en los picos positivos que presentan un 
achatamiento de la forma de onda, debido que justo en ese momento la corriente de polarización tiende a disminuir. 
Este efecto degrada la linealidad de la etapa y termina traduciéndose en distorsión. 
 
 
 
En la Imagen No.4, se vuelve a la fuente de corriente y se aplica señales a Q1 y a Q2, las dos señales son de la misma magnitud 
y de la misma fase y de la misma frecuencia. El efecto es que las corrientes Ic1 e Ic2 como se aprecia en la gráfica, permanecen 
sin alteración, como si el circuito estuviera en reposo, como si no hubiera señal aplicada. 
Esto es porque este circuito solo amplifica la diferencia entre las señales aplicada a sus dos entradas (las bases de Q1 y Q2). 
De ahí su nombre de “amplificador diferencial”. 
Como las señales aplicadas son iguales, no hay diferencia entre ellas: no hay nada que amplificar. 
 
 
 
Este último comportamiento descrito del circuito es uno de los más deseados, pues es útil para eliminar ruidos como el 
producido por la fuente de alimentación, que al estar presente por todos lados en el circuito (en las dos entradas), no se 
amplifica y más bien es eliminado; es lo que se conoce como relación de rechazo de modo común (CMRR). 
Y éste efecto tan deseado, depende igualmente en gran medida de la estabilidad de la corriente de polarización. 
Entonces, no es difícil decidir la manera de establecer esa corriente: mediante una fuente de corriente constante si queremos 
buenos resultados, un simple resistor tal vez por simplicidad o porque se trate de un circuito para medianas prestaciones. 
Pero lo ideal es un Zener conformando una fuente de tensión en esa parte del circuito. 
 
 
 
 
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PARTE 4 
Continuando con la serie, abordaremos la segunda etapa del amplificador: VAS (Voltage Amplifier Stage). 
Está constituida en torno al transistor Q4, tal como se aprecia en la Imagen No.1, toma la señal del colector 
de Q1, se amplifica y la corriente resultante ( en el colector de Q4 ) se refleja en tensión gracias a la caída 
producida sobre R6. 
 
Esta etapa se caracteriza por su alta ganancia, tal como se observa en la misma imagen, para una entrada 
de 10mV (forma de onda superior) se obtiene una salida de aproximadamente 20V (forma de onda inferior). 
Es decir, la ganancia de tensión del conjuntos es de 20V/10mV=2000. 
 
 
 
Sin embargo, la forma de onda de salida muestra una evidente distorsión. Noten como el semi-ciclo positivo supera 
los 20V, mientras el negativo se ve algo achatado, llegando a -20V justo. 
Este efecto se debe a que la ganancia de la etapa está determinada por lo que hay en el colector del transistor (R6) 
entre lo que hay en el emisor y si bien aparentemente no hay nada en el emisor hay que recordar que éste presenta 
una resistencia interna que se suele denotar como re’ y que en forma simplificada se calcula como: re’=26mV/Ie. 
 
Como la resistencia (re’) es dependiente de la corriente de emisor, corriente que varía en función de la señal aplicada 
a la entrada y como ya dijimos, la ganancia es R6/re , sucede que ésta no es uniforme durante todo el periodo de la 
señal resultando que un semi-ciclo se amplifica más que el otro, como se aprecia en la gráfica. 
 Solución: . 
Añadir al emisor un resistor de pequeño valor, su presencia predominará sobre re’, volviendo poco significativa la . 
 variación (o efecto) de éste último. . 
 
En la imagen No.2 se muestra la presencia de R7 y el resultado reflejado en la forma de onda de salida. 
El factor en contra es que se pierde ganancia, la tensión de salida sin R7 alcanzaba los 20V, ahora solo llega a 8.5V. 
La ganancia de 2000 ha descendido a 8.5V/100mV=850. 
Y es importante tener buena ganancia para que al agregar el lazo de realimentación, éste tenga un buen desempeño. 
 
 
 
 
Como espero que ya puedan advertir, una forma de incrementar o recuperar la ganancia, es incrementar el valor de R6. 
Sin embargo, este recurso acarrearía una disminución en la corriente de la etapa, lo cual tampoco conviene, pues 
necesitaremos cierta corriente disponible para cuando agreguemos la siguiente etapa (la de salida o de potencia). 
Una solución muy conveniente es sustituir R6 por una fuente de corriente, que garantizará la corriente necesaria 
y además, al presentar una alta impedancia (característica propia) garantizará alta ganancia de la etapa. 
La Imagen No.3 muestra lo explicado: La fuente de corriente se ha establecido en 10mA mediante R6 cuyo calculo ya se 
explicó en una entrega anterior de la serie. 
En las gráficas de las formas de onda se aprecia cómo con una entrada de 1mV se obtiene una salida de 8.5V. 
La ganancia es de 8.5V/1mV=8500. 
 
 
En la imagen No.4 hemos añadido al circuito un lazo de realimentación constituido por R8 y R4. 
La ganancia del conjunto queda entonces establecida por la relación R8/R4=100kohm/10khom=10. 
Tenemos ya un circuito que amplifica adecuadamente en tensión una señal aplicada a la entrada y 
solo nos falta garantizar la corriente suficiente de salida. 
 
En realidad tenemos hasta aquí, un Amp_Op funcional: 
 
 
 
Nos faltaría explicar cómo se determina el valor de R5, pero lo dejo pendiente para la siguiente entrega. 
Por ahora, parece que el post ya se extendió demasiado, o lo tratamos en los comentarios si los lectores así lo desean. 
 
 
 
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PARTE 5 
En la anterior entrega (Parte 4) quedó pendiente determinar el valor de R5. 
Ese resistor define el punto de trabajo del transistor de la etapa VA (Q4), por lo que elegir el valor correcto es vital. 
 
La juntura BE de Q4 está en serie con R7 (imagen No.1), entonces en esos 2 elementos caen 0.7V+(10mA*27ohm)=0.97V; 
 recordemos que en reposo por R7 circulan 10mA y también recordemos la Ley de Ohm. 
 Como la juntura BE y R7 están a su vez están en paralelo con R5, en R5 también caen 0.97V, entonces y otra vez por 
por la ley de Ohm: R5=0.97V/1mA=970ohm. 
Recordemos que por R5 circula 1mA en la condición de reposo. 
Pero como 970ohm no es un valor comercial elegimos el más cercano que es 1Kohm. 
 
Si no se pone éste resistor del valor adecuado, se tendrán un desastroso offset en la salidadel amplificador 
(presencia de tensión en DC), asociado a otros problemas. 
 
Observen como en la entrega anterior (Parte 4) he ido cambiando el valor de este resistor de 680ohm, a 810 ohm y a 1K 
según se vaya modificando la etapa VA . 
Incluso cuando puse la fuente de corriente como carga en la etapa VA, antes de recurrir al lazo de realimentación, tuve 
que hacer un ajuste muy fino (dada la alta ganancia del conjunto) a 1.0153 Kohm, para poder mantener el offset lo más 
cercano a cero … ¿Lo notaron? 
Y tal vez aquí valga mencionar las repetidas solicitudes de ayuda de quienes refieren que uno de transistores controladores 
de la etapa de salida se calienta más que el otro, o que un resistor se les quema. 
Acá tienen la respuesta más probable al problema. 
 
El video se muestra justamente el efecto sobre la señal de salida al alterar R5 fuera de su valor calculado: 
Fotos del VIDEO 
 
 
 
En la imagen No.1 de abajo, aparece un nuevo elemento, C1: 
 
 
 
Este capacitor entre colector y base del transistor del VAS, tiene por objetivo producir una realimentación negativa local en la etapa. 
Sucede que la señal de salida sufre un retraso respecto a la señal de entrada; retraso que es más significativo conforme aumenta la 
frecuencia, cuando el retraso llega a poner en contrafase la señal de salida (la invierte) respecto a la de entrada; el amplificador oscila. 
Entonces, la función de C1 mediante realimentación negativa local, hace que la ganancia caiga a cero antes que el desfase alcance los 180º. 
De este capacitor escribiremos nuevamente en cuanto el amplificador esté completo; con su etapa de salida. 
Otra cosa que es importante hacer notar, es que el circuito hasta este punto estudiado, es un amplificador operacional funcional 
(ya lo mencioné en la entrega anterior). 
Se usa siempre configurado como amplificador no inversor, tal como se ilustra en la imagen No.1, en la que se aprecian 
las señales de entrada y de salida en fase. En la misma imagen además se muestra la expresión que determina su ganancia. 
 
En la imagen No.2 se muestra la configuración inversora, con la expresión que determina la ganancia; noten como la señal 
de salida está en contrafase o invertida con la de entrada. 
 
Tal vez esto, a alguien le dé una idea de cómo configurar en puente un par de etapas. 
 
 
Para la siguiente entrega ya le pondremos la etapa de salida al circuito, de manera que vayan 
pensando que transistores usar … Se aceptan sugerencias! 
 
 
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PARTE 6 
En ésta entrega le pondremos la etapa de salida al amplificador. Pero antes de eso, y como hasta el momento se ha mantenido 
el circuito operando en DC, y para audio sin embargo lo que menos se desea es amplificar DC, hagamos un par de consideraciones: 
Lo primero: configurar el lazo de realimentación solo para AC. 
La imagen No.1, muestra la inclusión del capacitor C3 en serie con R4, C3 se ha elegido de 22 uF y R4 de 1 Kohm. 
La elección de estos valores hace que el lazo de realimentación actúe desde los 7Hz hacia arriba; cuya ecuación es: 
f=1/2* π*C3*R4 
Para determinar el valor de R8 se ha considerado el estándar de nivel de línea (profesional) de 4dBu que corresponde 
a una señal de 1.74Vpico, y además, los +/-40V de la fuente de alimentación ( la cambié a +/40V porque tengo un 
transformador de 29V-0-29V que pienso usar ). De manera que asumiendo una caída de la fuente de un 10% (4V) entre 
la caída misma en los devanados del transformador y el rizado luego de la rectificación y filtrado, mas unos 6V necesarios 
para mantener todos los transistores operando en la región lineal: 40V-4V-6V= 30V es el valor pico de tensión al que 
podríamos aspirar en la salida. Es decir, los 1.74Vp en la entrada podrán ser 30Vp en la salida; para ello se necesita aplicar 
una ganancia de 30V/1.74V= 17.2 ... Eligiendo 15 K ohm (valor comercial) para R8, tendremos una ganancia de 16, muy 
cercana a la ganancia que buscamos (1.2 K ohm para R4 y 20 K ohm darían una ganancia 17.6, las usaré así en adelante). 
Recordar para éste cálculo la ecuación mostrada en la anterior entrega (Parte 5). 
Lo segundo es acondicionar la entrada para señal AC. R3 se ha conectado a GND y se constituye en el principal determinante 
de la impedancia de entrada. Su valor es el mismo de R8; espero recuerden que en una entrega anterior se mencionó que para 
mantener la simetría de la etapa de entrada, uno de los requisitos es que la impedancia a los lados de las bases de los transistores 
sea la misma. 
La señal pasa por C2 de manera que cualquier componente de DC es rechazada. 
Similar al caso del lazo de realimentación, el valor de C2 se determina: f=1/2* π*C2*R3; 
resultando que con los valores adoptados ( C2= 680 nF y R3= 15 K ohm ), la banda de paso está por encima de los 15.6 Hz. 
 
 
 
Para la etapa de salida, elegiremos en esta ocasión una configuración Darlington, por ser la más popular, la más usada, 
aunque no la mejor de todas … La imagenNo.2 de abajo muestra la forma como queda definitivamente el circuito. 
 
 
 
 
Los resistores R9 y R10 son para dar estabilidad a la configuración; pues ocurre que sin esos resistores, por ejemplo para el 
caso de Q6 y Q8, la corriente de polarización de Q6, sería la misma que la corriente de base de Q8, una corriente demasiado 
baja, y entonces las corrientes de fuga de Q6 se vuelven significativas y podrían terminar amplificadas por Q8. 
 
R9 impone una corriente mínima de polarización para evitar el problema; entre 10mA y 20mA es más que suficiente. 
Para la estimación de R9 y R10, hay que considerar que en estado de reposo, esos resistores experimentan la caída de 
tensión Vbe de los transistores de salida más la caída en los resistores R11 en el uno y R12 en el otro. 
En reposo, como las caídas en R11 y R12 son muy pequeñas se pueden despreciar por lo que simplemente se puede calcular: 
R9=R10=0.7V/10mA=70 ohm (68 ohm valor comercial más cercano). 
Los resistores R11 y R12 tienen como objetivo brindar estabilidad térmica a los transistores de salida. 
Ocurre que con el incremento de temperatura de los transistores, consecuencia inevitable de su operación, la barrera de 
potencial BE tiende a disminuir, esa disminución produce un incremento de corriente (que disminuye aún más la barrera 
de potencial, que incrementa aún más la corriente), poniéndolos en riesgo inminente de destrucción. 
 
Esos resistores en serie con los emisores, ante un eventual incremento de corriente a consecuencia de la disminución de la 
caída Vbe de los transistores, incrementan su caída de tensión (Ley de Ohm); ese incremento en la caída de tensión en los 
resistores, debería ser tal que compense la disminución de la caída Vbe en los transistores. 
Entonces, para la correcta estimación de R11 y R12 se debería considerar la temperatura a la que llegarían los transistores 
mediante la potencia por ellos disipada, las características del disipador y la refrigeración forzada. 
 
Demasiado engorroso (pero que perfectamente se puede realizar), por lo que una forma fácil de de lograr buen resultado 
es estimarlas en un 10% de la impedancia de la carga (el altavoz) . 
PD: Utilicé los transistores E15032 / 15033 y 2SC3281 / 2SA1302 simplemente porque los tengo disponibles, 
rescatados de un equipo en desuso. 
Quien se anime a construirlo, el amplificador ya pronto lo tendremos listo; bien podrá usar otros transistores 
que satisfagan los requerimientos mínimos. 
 
 
 
 
 
 
 
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PARTE 7 
En esta ocasión abordaremos el circuito vBias. 
La imagen No.1 de abajo muestra el circuito tal como quedó en la anterior entrega de la serie, en la misma se aprecia 
una “pila” identificada como vBias, y su función es polarizar adecuadamente las junturas BE de los transistores 
Q6, Q8, Q9 y Q7. Estas 4 junturas al estar en serie,necesitan polarizarse en 0.7Vx4=2.8V (a temperatura ambiente). 
A temperatura de operación el requerimiento de tensión será menor, debido a que la barrera de potencial de una 
juntura (PN) es dependiente de la temperatura, disminuyendo al aumentar la misma. 
 
 
 
El video muestra como el calentamiento de un diodo ( similar a la juntura BE de un transistor ), 
repercute en la disminución de la tensión de juntura necesaria para ponerlo en conducción directa. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Fotos del VIDEO 
 
 
La forma práctica de implementar un circuito que reemplace a la pila que hemos venido utilizando, es 
mediante un multiplicador Vbe. 
R1 por un lado, y R2 junto al potenciómetro por otro, forman un divisor de tensión, Y debido a que R2 
mas el potenciómetro están expuestos a la tensión Vbe del transistor, la caída de tensión sobre R1 será: 
Vbe*R1/(R2+potenciómetro). 
La caída de tensión en R1, en R2 y en el potenciómetro determinará la tensión (Vce) que se obtenga en el transistor; 
esa tensión será la que permitirá que los transistores de la etapa de salida (Q6, Q8, Q9 y Q7) entren en condición de 
conducción (bias) mediante una corriente mínima de polarización que evitará la “distorsión de cruce por cero”. 
En este 2º video se muestra el circuito y su operación: 
 
 
 
 
 
 
Fotos del VIDEO 
 
 
La imagen No.2 de abajo muestra el circuito con el multiplicador Vbe ya implementado. 
Hay que tomar muy en cuenta, como ya se explicó, que la tensión necesaria para polarizar directamente las junturas BE 
disminuye con la temperatura. 
 
Y como los transistores, irremediablemente se calentarán durante la operación normal; el multiplicador Vbe deberá ajustar 
la tensión que entrega, acorde a la condición de operación impuesta por la temperatura de los transistores de salida. 
La manera práctica de lograr tal cometido es colocar el transistor del circuito vBias en el mismo disipador de los 
transistores de potencia, muy cerca de éstos. 
 
De esta manera el transistor del circuito vBias, al ser influenciado por la temperatura de los transistores de potencia, también 
disminuirá su tensión Vbe ajustando la tensión Vbias según la condición de operación del conjunto (seguimiento térmico). 
 
 
 
 
Nótese que el circuito vBias polariza a los transistores controladores y los transistores de salida; razón por la cual, se debe 
propender a que todos los involucrados experimenten similar temperatura, garantizando así, en cierta medida, la correcta 
operación del conjunto. . 
Entonces, necesariamente, todos estos transistores: el del circuito vBias, los controladores y los de salida, deben colocarse 
sobre un disipador común. . 
Espero que lo expuesto sirva para comprender el desatino que constituye separar estos transistores, colocar el transistor de 
vBias y los controladores lejos del disipador principal, como es el caso de los mal llamados circuitos “drivers”, que hasta les 
les hacen una tarjeta separada, dividiendo la etapa de potencia … Así mismo, ojalá se comprenda, la igualmente desatinada 
decisión, de poner un par de diodos, para que intenten desempeñar la función de un circuito vBias. . 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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PARTE 8 
Trataremos ciertos detalles pendientes del circuito en desarrollo: 
Por el lado de la entrada de señal se incorporó R15 y C4, su finalidad es la de formar un filtro pasa- bajas, de manera de 
bloquear señales de alta frecuencia; ruido ambiental o radiofrecuencia… 
También sería recomendable colocar un resistor (de unos 100 K ohm) entre el terminal de entrada y GND, así, la entrada 
no queda flotando cuando no tenga nada conectado. 
Por el lado de la salida, se incorporó, en primer lugar C5 y R16, la conocida “red Zobel”. 
Su presencia se justifica por el hecho que un amplificador sin carga puede volverse inestable a altas frecuencias cuando 
no tiene una carga conectada. El resistor de la red Zobel (R16) constituye la carga necesaria a alta frecuencia cuando el 
altavoz está desconectado. 
 
El valor que ese escoge para el resistor es comparable con la impedancia del altavoz y el valor del capacitor por lo general 
es de 100nF … La idea es que ese capacitor presente una baja impedancia a alta frecuencia, de manera tal que prevalezca 
o tenga mayor presencia la resistencia de R16. 
También es normal que un amplificador se desestabilice por cargas capacitivas (transductores piezoeléctricos por ejemplo). 
Para prevenir eventuales percances se incluye la red formada por L1 y R17. 
A baja frecuencia (rango audible), el inductor es un “cortocircuito” y entonces ni el mismo inductor ni R17 producen efecto 
(atenuación) sobre la señal entregada al altavoz. 
A alta frecuencia la impedancia del inductor aumentará, se hará predominante la presencia del resistor “aislando” la posible 
carga capacitiva, además también amortiguará cualquier otra resonancia ya que también hay el riesgo que el inductor forme 
un “circuito tanque” con la posible carga capacitiva. 
Los valores típicos para el resistor suelen estar comprendidos entre 1ohm y 10ohm y para el inductor se escoge un valor tal 
que no presente una impedancia significativa dentro del rango audible, para evitar atenuar la señal entregada al altavoz, el 
valor de 2uH por ejemplo, a 20Khz, representa una impedancia de 0.25ohm (XL=2*pi*f*L). 
El valor de C1 era algo que también estaba pendiente y como lo expliqué en una de las publicaciones anteriores, su finalidad 
es atenuar la ganancia gradualmente a altas frecuencias. 
 
Debido a que la fase de la señal al pasar por el amplificador se ve alterada en mayor grado conforme aumenta la frecuencia, 
es indispensable que la ganancia caiga a la unidad ante la señal de salida llegue a estar en contrafase con la entrada. 
Caso contrario, la oscilación sería inminente. 
Con el valor de C1=68pF y un capacitor de 27pF (C6) en paralelo con R8 del lazo de realimentación negativa, se logra que la 
ganancia se vuelva unitaria (0bB) cuando la fase llega algo por encima de los 140 grados (ocurre esto por sobre los 600KHz). 
Me gustaría probar una vez implementado el circuito real, si se puede prescindir de C6. 
 
Me parece importante en ésta parte mencionar que para la correcta operación y estabilidad de cualquier amplificador, es 
importante la correcta elección de los transistores en las diferentes etapas. 
 
Una recomendación que se deberá observar siempre es la referente al parámetro: 
“ft” (frecuencia a la que la ganancia cae a la unidad): 
 
Este parámetro debe irse tornando mayor conforme observamos los transistores desde los de salida hacia los de entrada, 
caso contrario el circuito resultante se volverá inestable y más compensación necesitará para evitar que oscilación. 
 
 
 
 
 
Espero que comprendan, que es un disparate la forma como estructuran ciertos circuitos (bastante conocidos), en los que 
usan unos tip41/42 con un pobre parámetro ft= 3 MHz precediendo a unos 2SC5200 y complementario, con ft= 30 MHz, 
disparate que obliga a parchar (compensar) con capacitores de tal valor, que termina arruinado por completo la respuesta 
de frecuencia del circuito… 
También en el diagrama se modificó los valores de C2 y C3 con el fin de mejorar al extremo la respuesta de frecuencia por 
el lado inferior del espectro. . 
 
 Las gráficas que acompañan al diagrama de más abajo son: 
 
- En la parte superior las señales de entrada y de salida, la entrada corresponde a +4 dBu (1.74Vp), para una señal de salida 
de 29Vp, que conducirá a unos 105W sobre una carga de 4ohm. . 
 
- La gráfica del medio corresponde, en azul la respuesta de frecuencia-3dB entre 6 Hz y 94 Khz/ -1dB entre 11 Hz y 50 KHz. 
Y en rojo el desplazamiento de fase de la salida respecto a la entrada. . 
 
- La gráfica inferiorrepresenta el análisis que permite estimar la distorsión armónica (se la realizo a media potencia de salida 
 y con iBias=21mA), en la misma se aprecia el cálculo correspondiente considerando hasta el quinto armónico, que pone en 
evidencia una THD=0.107%; habría que verificarlo con el circuito ya construido. . 
 
Hasta aquí el circuito ya es plenamente funcional y es perfectamente viable su construcción. 
Sin embargo, hay por exponer y comprender varios aspectos respecto a su funcionamiento. 
 
Por ejemplo, el análisis que nos lleve a comprobar que los transistores de salida trabajan dentro del área segura de 
operación (SOA) y que las corrientes contempladas en las diferentes etapas son las adecuadas. . 
 Este par de aspectos son además fundamentales si se quiere ampliar el circuito para manejar potencias superiores… 
 
Hay también un tema que se debe considerar a la par: La fuente de alimentación y sus características mínimas necesarias. 
PD: El Led en la polarización de etapa de entrada lo tuve que sustituir por D1 y D2 debido a que no contaba con el modelo 
Spice para la obtención de la gráfica inferior. . 
 
Por tal motivo fue necesario recalcular R1 y R6, de acuerdo a la nueva condición impuesta por el par de diodos. 
Se puede implementar así el circuito o volver al LED; a mí me gusta más el LED de acuerdo a lo expuesto en la “Parte 1”. 
 
 
 
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AMPLIFICADORES DE AUDIO – LO BASICO 
 
PARTE 9 
 
El amplificador ya se construyó, y es necesario en hacer algunas precisiones en cuanto los ajustes imprescindibles. 
 
Lo primero que se debe verificar es la presencia de tensión DC en la salida (offset). Para ello, en ausencia de señal 
de entrada, de preferencia conectando a GND el terminal de ingreso de señal para evitar la captación de ruidos, se 
procede a realizar la medición. La lectura obtenida es la que se muestra en el multímetro en la Imagen No1 de abajo. 
El valor registrado es por demás de bueno, por lo que no requiere ningún ajuste. Sin embargo, de ser necesario, se 
puede corregir actuando sobre el valor de alguno de los resistores que tienen influencia sobre la tensión de offset. 
Esto es: El resistor que fija la corriente de polarización de la etapa de entrada, el resistor de colector de uno de los 
transistores de la etapa de entrada, o el resistor de emisor de la etapa VA ( la influencia de éstos resistores se puso 
en evidencia en entregas anteriores de la serie) … Yo prefiero hacerlo sobre el resistor de colector, y para ello estoy 
previendo en el PCB definitivo un recurso para el ajuste en cuestión. 
 
 
 
 
 
Asegurados que la tensión de offset es lo más cercana a cero, procedemos con el ajuste de la corriente de reposo de 
los transistores de la etapa de salida. El mejor método es hacerlo con la ayuda de un osciloscopio. Se hace aplicando 
señal de entrada al amplificador, lo más pequeña posible, y solo la necesaria para permitir una correcta visualización 
en pantalla … Antes de empezar, el trimpot de ajuste debe estar en la posición de menor recorrido. 
 
Uno de los canales del osciloscopio registrará la señal de entrada y el otro canal registrará la señal presente a la salida 
de la etapa VA, como la señal de salida de la etapa VA se aplica directamente a las bases de los transistores MJE15032/32, 
 la señal se puede tomar de la base de cualquiera de éstos. . 
Se ajusta el nivel de señal de entrada y se ajustan los controles de escala del osciloscopio para una adecuada visualización 
y se pone en modo XY el control de la base de tiempo; de esta manera, una de las señales tomadas del amplificador será 
el eje horizontal y la otra señal el eje vertical. 
 
. 
 
 
Se procede a girar lentamente el trimpot de ajuste del circuito vBias del amplificador, justo hasta el punto en el 
que observemos en pantalla una línea recta; tal como se aprecia en el video que acompaña la publicación. 
Lo que estamos obteniendo en la pantalla del osciloscopio es la curva (o función) de transferencia entre la señal 
de entrada y la señal de salida de la etapa VA. Cuando las dos señales son iguales (en forma, aunque lógicamente 
de diferente amplitud) se observa una línea recta, lo cual revela la linealidad de la amplificación. 
 
Mientras no obtengamos una línea recta, tendremos la certeza de la presencia de distorsión de cruce. 
 
La distorsión de cruce desaparecerá justo cuando ajustando el trimpot el trazo se convierte en una recta, justo en 
ese punto tendremos la corriente de reposo (iBias) correcta. 
 
Fotos del VIDEO 
 
 
 
 
 
Si no se dispone de osciloscopio, se puede hacer el ajuste usando un multímetro. 
Solo hay que saber la corriente iBias adecuada, valores alrededor de los 20mA suelen ser suficientes. 
 
De hecho para éste caso, yo, una vez hecho el ajuste con el auxilio del osciloscopio, procedí (en ausencia de señal de 
entrada) a medir la caída de tensión en uno de los resistores de emisor de los transistores de salida, la lectura obtenida 
es la de la Imagen No2 que muestra el multímetro de arriba: 5.8mV. 
Como estoy usando resistores de 0.22ohm (los únicos que tenía disponibles al momento del ensamble del prototipo, 
pero recuerden que los recomendados son de 0.39ohm), significa que la corriente iBias está en: 
5.8mV/0.22ohm=26.4mA. 
Entonces, con este dato y usando los resistores de valor recomendado (0.39Ω), con el trimpot en su posición de menor 
recorrido, con el terminal de entrada del amplificador conectado a GND y el multímetro en función de: Milivoltios DC 
registrando la caída de tensión en uno de los resistores en cuestión, procedemos a girar lentamente el trimpot hasta 
tener una lectura de 26.4mA*0.39ohm=10.3mV, con lo cual el objetivo estará logrado. 
 
Un detalle que me es importante comentar es referente al capacitor entre base y colector del transistor de la etapa VA. 
Se había previsto usar C1= 68 pF, pero con ese valor se observó sobre la señal de salida una pequeña perturbación 
que evidencia una oscilación de alta frecuencia; tal como se aprecia en la Imagen No3. 
 
 
 
 
 
Se aprecia la señal de 1KHz, 141mV (200Vp) y sobre ella un pequeño vestigio de una señal de alta frecuencia. 
Aunque es bastante pequeña la perturbación, vale la corrección respectiva ... Se logró cambiado el valor del 
capacitor a 120pF. 
 
Este fue el único cambio necesario en todo el circuito respecto a su concepción teórica y evaluación preliminar 
en el simulador. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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AMPLIFICADORES DE AUDIO – LO BASICO 
 
MISCELÁNEAS 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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AMPLIFICADORES DE AUDIO – LO BASICO 
 
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