5 Electronica de potencia

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DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO 
BASADO EN BATERÍAS Y SUPERCONDENSADORES PARA SU 
INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS 
AUTOR: Isaac Gil Mera 
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez 
 
 
 
 
 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 70 
 
 
 
 
 
 
 
CCAAPPÍÍTTUULLOO 55.. EELLEECCTTRRÓÓNNIICCAA DDEE PPOOTTEENNCCIIAA 
 
 
DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO 
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INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS 
AUTOR: Isaac Gil Mera 
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez 
 
 
 
 
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11.. IINNTTRROODDUUCCCCIIÓÓNN 
En este capítulo se documentará el diseño y dimensionamiento de los convertidores 
“DC/DC” indicados con trazo discontinuo en la Figura 5.1, asociados al sistema de 
almacenamiento híbrido estudiado. El cometido de estos equipos es permitir la integración, 
conexión y gestión de potencia entre la planta de aprovechamiento de energías renovables 
con los almacenadores de energía estudiados. 
 
Figura 5.1. Convertidores de potencia del sistema de almacenamiento 
La potencia nominal del conjunto híbrido de almacenamiento es de 35kW. Por ello, según la 
topología elegida para el sistema, cada convertidor debe dimensionarse en base a dicha 
potencia nominal. Estos equipos deben permitir la consiguiente adaptación de tensión entre 
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el bus de tensión dc al cual van conectados, y la tensión de almacenamiento, dada por las 
especificaciones de diseño de los almacenadores de energía utilizados. 
La electrónica de potencia del convertidor es la encargada de permitir el flujo bidireccional 
de potencia desde la generación y/o la demanda hasta los dispositivos de almacenamiento 
de energía, gobernado por el conjunto hardware/software de control, estudiado en el 
siguiente capítulo. 
 
Figura 5.2. Convertidor dc/dc elevador/reductor bidireccional 
Como principio de un sistema de almacenamiento de energía, se pretende alcanzar un alto 
rendimiento y eficiencia en la gestión de la energía. Por ello, se plantea la opción de 
implementación de la tecnología “interleaving” para convertidores dc/dc, con notables 
mejoras en las prestaciones eléctricas del convertidor de potencia, entre ellas, el 
rendimiento eléctrico. Esta técnica consiste en el funcionamiento de “N” convertidores dc/dc 
idénticos en paralelo, lo que supone un aumento de “N veces” el número de dispositivos 
empleados en el equipo (semiconductores, bobinas, conductores…) aunque una 
disminución en el tamaño y precio de cada uno de ellos. 
La justificación del uso o no de dicha topología, y en su caso, del número de ramas 
incluidas, incluye la realización de un estudio económico del equipo y el análisis de las 
mejoras de prestaciones del mismo. Ello supone tanto el cálculo de la inversión inicial como 
del ahorro energético a largo plazo, dado el mejor rendimiento del convertidor. Otros 
aspectos a analizar son el volumen, la robustez y la fiabilidad del sistema. 
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22.. TTEECCNNOOLLOOGGÍÍAA ““ IINNTTEERRLLEEAAVVIINNGG”” 
La tecnología “interleaving” o “entrelazado” consiste en la inclusión de “N” ramas en paralelo 
que definen convertidores idénticos con señales de control sincronizadas a la misma 
frecuencia pero desfasadas uniformemente a lo largo del período de conmutación. El 
desplazamiento de las fases de las corrientes de cada rama ocasiona que en las corrientes 
de entrada y salida del circuito global se produzca una importante cancelación de armónicos 
a la frecuencia de conmutación, con la consiguiente reducción de las amplitudes de rizado 
de estas corrientes y en la tensión de salida. [1] 
 
Figura 5.3. Tecnología Interleaving en convertidores dc/dc 
La frecuencia de estos rizados de entrada y salida se ve multiplicada por “N”, por lo que, el 
efecto “interleaving” permite cumplir las especificaciones de rizados con menores 
capacidades de salida y menores valores de inductancia, para una frecuencia de 
conmutación dada. O, de otra manera, se podrían cumplir especificaciones con mismos 
valores de capacidad e inductancia para frecuencias de conmutación menores, con las 
ventajas que ello conlleva. 
Aplicando esta estrategia, la conexión en paralelo de “N” convertidores construidos lo más 
idénticos posible permite distribuir la potencia nominal entre ellos distribuyéndose también 
las pérdidas. La disminución de los niveles de corriente en cada convertidor permite 
seleccionar dispositivos semiconductores de menor potencia. Por la misma razón, el diseño 
de los inductores también es más favorable. 
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Siendo “N” el número de ramas o convertidores idénticos conectados en paralelo y “f”, la 
frecuencia de conmutación de los mismos, entre las ventajas de este tipo de tecnología, se 
encuentran: 
o Realizando interleaving con desfase de “2π/N”, la frecuencia del rizado de la 
corriente de salida del sistema es “f·N”, lo que permite disminuir el tamaño de 
los componentes del filtro de salida. 
o Para una frecuencia “f” del rizado de salida, la frecuencia de conmutación de 
cada módulo individual puede ser reducida a “f/N” con la consiguiente 
reducción de las pérdidas de conmutación. 
o La amplitud del rizado de la corriente de salida se reduce en un factor de “1/N”. 
o Las corrientes circulantes por cada rama se reduce en “1/N”, por lo que los 
dispositivos de conmutación son menores y se reducen las pérdidas por 
conducción. 
 
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33.. TTOOPPOOLLOOGGÍÍAA YY EESSPPEECCIIFFIICCAACCIIOONNEESS DDEE DDIISSEEÑÑOO 
La topología utilizada para los dos equipos de potencia es la misma. Se ha optado por el 
diseño de un convertidor dc/dc bidireccional compuesto por tres ramas de “interleaving”, 
cada una con su propia inductancia de línea, como se observa en la Figura 5.4. 
El condensador conectado a la bornera de entrada corresponde al dc-link, que supone el 
lado de alta tensión; y el condensador conectado a la salida, emulando al acumulador de 
energía, el de baja tensión. 
 
Figura 5.4. Convertidor de potencia dc/dc “Interleaving” 
Las especificaciones de los convertidores vienen determinadas por la potencia de los 
mismos, las tensiones de entrada y salida, las corrientes RMS y pico de entrada y salida, los 
rizados de tensión y corriente admisibles, y la frecuencia de conmutación de los 
interruptores de potencia. Estas características provienen del sistema primario al cual se 
conectan y a los elementos de almacenamiento seleccionados. 
Aunque son similares, cada equipo posee distintas características técnicas. En los 
Apartados 3.1 y 3.2 se detallan las especificaciones de cada uno de los convertidores. 
 
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33..11.. SSiisstteemmaaddee SSuuppeerrccoonnddeennssaaddoorreess 
En la Tabla 5.1, se muestran las especificaciones técnicas del convertidor electrónico de 
potencia asociado a la bancada de supercondensadores. 
 
Parámetro Valor 
Potencia nominal en carga [PNOM] 35 kW 
Potencia en sobrecarga de 10 segundos [PSOB] 120% PNOM 
Nº de ramas de interleaving [N] 3 
Tensión nominal de entrada [VI,NOM] 700 V 
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VI] 650 - 750 V 
Rango de funcionamiento de corriente de entrada [II] ±50 A 
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VO] 250 - 350 V 
Rango de funcionamiento de corriente de salida [II] ±140 A 
Rizado máximo de corriente de salida [∆IO] 10% IO,NOM 
Frecuencia de conmutación de interruptores de potencia [fC] 10 kHz 
Tabla 5.1. Especificaciones técnicas del convertidor de potencia para Supercondensadores 
Según especificaciones, en la Figura 5.5 se observa el esquema eléctrico simplificado del 
equipo. 
 
Figura 5.5. Esquema eléctrico simplificado del convertidor de Supercondensadores 
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33..22.. SSiisstteemmaa ddee BBaatteerrííaass 
En la Tabla 5.2 se detallan las especificaciones técnicas del equipo de potencia 
correspondiente al sistema de baterías. 
 
Parámetro Valor 
Potencia nominal en carga [PNOM] 35 kW 
Potencia en sobrecarga de 10 segundos [PSOB] 120% PNOM 
Nº de ramas de interleaving [N] 3 
Tensión nominal de entrada [VI,NOM] 700 V 
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VI] 650 - 750 V 
Rango de funcionamiento de corriente de entrada [II] ±50 A 
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VO] 250 - 300 V 
Rango de funcionamiento de corriente de salida [II] ±140 A 
Rizado máximo de corriente de salida [∆IO] 5% IO,NOM 
Frecuencia de conmutación de interruptores de potencia [fC] 10 kHz 
Tabla 5.2. Especificaciones técnicas del convertidor de potencia para Baterías 
Según especificaciones, en la Figura 5.6 se observa el esquema eléctrico simplificado del 
convertidor en cuestión. 
 
Figura 5.6. Esquema eléctrico simplificado del convertidor de Baterías 
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44.. DDIISSEEÑÑOO DDEELL CCOONNVVEERRTTIIDDOORR DDEE PPOOTTEENNCCIIAA PPAARRAA SSUUPPEERRCCOONNDDEENNSSAADDOORREESS 
En este apartado se pretende realizar el diseño y dimensionamiento del convertidor de 
potencia asociado al sistema de supercondensadores. En la Figura 5.7, se muestra el 
esquema eléctrico del equipo objeto de implementación. 
 
Figura 5.7. Esquema eléctrico del convertidor de potencia para Supercondensadores 
La función principal del equipo consiste en la transferencia bidireccional de potencia y 
energía entre la entrada, conexión con el dc-link del sistema, y la salida, correspondiente al 
lado de los acumuladores de energía. 
En base a la Figura 5.7, las distintas partes que componen el equipo son: 
o Semiconductores de potencia: Consisten en seis transistores IGBTs con sus 
respectivos diodos en antiparalelo. Se encuentran formando tres ramas, por 
parejas, M1-M2, M3-M4, M5-M6. Son los dispositivos interruptores que 
permiten la conmutación de potencia. 
o Inductancias de rama: Marcadas como L1, L2 y L3, suponen las inductancias 
de salida de cada una de las ramas. Forman parte del filtro de salida cuando el 
convertidor funciona en modo reductor; o elemento de almacenamiento de 
energía transitoria en el modo elevador de tensión. Son bobinas de núcleo de 
aire, específicas para corriente continua y para usos en topologías con 
corrientes conmutadas. 
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o Condensadores snubber: Son dispositivos condensadores de respuesta en alta 
frecuencia. Se encuentran en paralelo con los transistores de potencia, y son 
los encargados del filtrado de las sobretensiones en bornes de estos 
interruptores consecuencia de las conmutaciones. 
o Banco de condensadores: Consiste en una asociación de condensadores 
situada a la entrada del convertidor. Se muestra como C1 y su cometido es la 
estabilización de la tensión continua de entrada, como “imagen” de la tensión 
del dc-link al cual tiene conexión el equipo. 
o Resistencias de precarga: Son dispositivos resistivos de potencia que permiten 
la precarga no controlada del banco de condensadores. Ésta es posible bien, 
desde el lado del dc-link por medio de R1, o desde el lado del almacenamiento 
de energía, a través de R2. 
o Resistencias de descarga: Consisten en resistencias de potencia colocadas en 
paralelo con los acumuladores de energía y su cometido es la descarga no 
controlada de éstos por motivos de interés. Se han indicado como R3, R4 y R5. 
o Aparamenta de maniobra: Permiten la conexión eléctrica, mediante 
contactores, de las distintas partes del equipo bajo maniobra del sistema de 
control, en función de las necesidades y/o protocolo de funcionamiento. Se 
marcan como K1, K2, K3, K4 y K5. 
o Aparamenta de protección: Es la encargada de la protección del equipo frente a 
sobrecorrientes y cortocircuitos. La componen los fusibles F1 y F2. 
o Sensores transductores: Permiten el conocimiento de medidas de parámetros 
eléctricos de distintas partes del convertidor. Indicados como LV1, LV2 y LV3 
se observan los sensores de tensión; y como LA1 , LA2 , LA3 y LA4 , los de 
corriente. 
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A continuación se realizará la selección y adecuación de los distintos dispositivos y 
componentes del modelo a implementar, los cuales son presentados: 
o Transistores de potencia 
o Controladores de disparo 
o Disipación térmica y refrigeración 
o Banco de condensadores de entrada 
o Filtro snubber 
o Resistencias de precarga 
o Resistencias de descarga 
o Aparamenta eléctrica de protección 
o Aparamenta eléctrica de maniobra 
o Sistema de cableado 
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44..11.. TTrraannssiissttoorreess ddee ppootteenncciiaa 
Los componentes del convertidor que permiten la conmutación son los semiconductores de 
potencia, señalados como M1, M2, M3, M4, M5 y M6 en el esquema de la Figura 5.8. 
Existen varias familias o tecnologías de semiconductores utilizados para conmutaciones en 
electrónica de potencia que permiten la apertura y cierre de forma controlada. Entre los más 
importantes se encuentran los transistores mosfets, bipolares, IGBTs y GTOs. Los criterios 
de selección de los mismos se muestran en la Tabla 5.3. 
 
Figura 5.8. Transistores de potencia 
Parámetro Valor 
Tensión máxima de funcionamiento [VCE] 750 V 
Corriente máxima de colector [IC] 50 A 
Frecuencia de conmutación [fC] 10 kHz 
Tabla 5.3. Especificaciones de los semiconductores de potencia 
Según las especificaciones de diseño se ha elegido la tecnología de IGBTs para los 
semiconductores de potencia. Concretamente se ha seleccionado la familia SEMITRANS® 
de SEMIKRON [1]. Se han elegido IGBTs que soportan1200V de tensión colector-emisor, 
corrientes de colector máximas admisibles de 150-200A y 10kHz de frecuencia de 
conmutación. Comentar también que en un mismo encapsulado se encuentra la rama 
completa formada por dos IGBTs. Dentro de la familia SEMITRANSTM existen subfamilias de 
semiconductores, entre ellas, Fast IGBT 4, IGBT4, Trench y Ultrafast. Para cada una de 
ellas se ha realizado un estudio térmico y el cálculo de las pérdidas totales en estos 
dispositivos mediante la herramienta SEMISELTM [3] que proporciona el mismo fabricante. 
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En condiciones potencia nominal, tensión de entrada nominal y tensión de almacenamiento 
mínima, los resultados obtenidos se muestran en la Tabla 5.4. 
 
Dispositivo Pérdidas totales en Carga 
Pérdidas totales 
en Descarga 
Corriente nominal 
del dispositivo 
Fast IGBT 4 
SKM150GB12T4 653 W 655 W 150 A 
SKM200GB12T4 552 W 548 W 200 A 
IGBT 4 
SKM200GB12E4 604 W 602 W 200 A 
Trench 
SKM200GB126D 884 W 908 W 150 A 
SKM300GB126D 780 W 801 W 200 A 
UltraFast 
SKM200GB125D 538 W 596 W 150 A 
SKM300GB125D 525 W 568 W 200 A 
Tabla 5.4. Pérdidas totales en los distintos dispositivos 
Dado los resultados, con objeto de obtener un sistema lo más robusto y eficiente posible, se 
ha escogido el semiconductor SKM300GB125D [4]. Con ello se obtiene una gran holgura en 
cuanto a corriente nominal de funcionamiento; y una mejora considerable en el rendimiento 
del convertidor, dado que se ha elegido el que menores pérdidas produce. 
 
Figura 5.9. Transistor de potencia IGBT SKM300GB125D 
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44..22.. CCoonnttrroollaaddoorreess ddee ddiissppaarroo 
La conmutación de los semiconductores es gobernada mediante un sistema de control. La 
salida de un hardware de control convencional no es capaz de cumplir los requisitos de 
niveles de corriente ni de inyección de carga suficientes para que conmuten correctamente 
los IGBTs. Para este fin se usa el dispositivo denominado “driver”, el cual permite accionar 
los interruptores. Además ofrece otras ventajas como un aislamiento entre la parte de 
control y la parte de potencia, y aviso y actuación ante errores en el funcionamiento. 
Para la selección del driver se ha usado una herramienta que facilita el fabricante 
SEMIKRON [1] denominada DRIVERSELTM [5]. El acceso a la herramienta se realiza a 
través de la página web de SEMIKRON. Los parámetros que necesita la aplicación para la 
selección del driver se muestran en la Tabla 5.5, dados por las características del 
semiconductor seleccionado. 
 
Parámetro Valor 
Tensión máxima de funcionamiento 1200 V 
Familia del dispositivo SEMITRANS 
Dispositivo SKM300GB125D 
Número de módulos en paralelo 1 
Frecuencia de conmutación 10 kHz 
Resistencia aplicada a la puerta 3 ohm 
Tabla 5.5. Parámetros de selección para controlador de disparo 
En el diseño, cada dispositivo será disparado por su driver asociado, por ello se indica como 
número de módulos en paralelo el valor de 1. El valor de la resistencia aplicada a la puerta 
del transistor de potencia se ha seleccionado por recomendación de las hojas de 
características del mismo, suministradas por el fabricante [4]. La frecuencia de conmutación 
viene establecida por especificaciones, en 10 kHz. 
Los resultados arrojados por la aplicación se adjuntan en el Anexo 1. 
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De entre los controladores recomendados por la herramienta, se ha seleccionado el driver 
SKYPERTM 32 PROR [6], en conjunto con Evaluation Board 1 [7] de SEMIKRON para este 
tipo de driver, mostrados en la Figura 5.10 y la Figura 5.11, respectivamente. 
 
Figura 5.10. Driver SEMIKRON SKYPERTM 32 PROR 
 
Figura 5.11. Evaluation Board 1 SEMIKRON SKYPERTM 32 PROR 
 
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44..33.. DDiissiippaacciióónn ttéérrmmiiccaa yy rreeffrr iiggeerraacciióónn 
En el ámbito de la electrónica de potencia, los interruptores y los diodos toman cuatro 
estados posibles dentro de un ciclo de trabajo: apertura, cierre, conmutación durante la 
apertura y conmutación durante el cierre. En cualquiera de dichos estados se produce una 
disipación de calor que incrementa la temperatura de la unión entre el semiconductor y el 
sustrato del módulo. Debido a éstas pérdidas es necesaria la introducción de un sistema de 
refrigeración. 
Este sistema, junto con las condiciones de operación de los semiconductores, debe 
asegurar que la temperatura de la unión entre el semiconductor y el sustrato del módulo no 
supere el límite de seguridad establecido por el fabricante, y así evitar la destrucción de los 
dispositivos. La temperatura de funcionamiento máxima permitida de los semiconductores 
seleccionados es, según fabricante, de 150ºC. 
Para justificar el diseño del sistema de disipación de calor se ha realizado el cálculo de las 
pérdidas en el convertidor. Este estudio se ha llevado a cabo mediante la herramienta de 
simulación SEMISELTM [3] proporcionada por el fabricante. 
Se deben realizar dos estudios térmicos independientes. Por un lado, el correspondiente al 
modo de funcionamiento del convertidor como reductor de tensión (Buck), y por otro, como 
elevador (Boost). 
Se ha especificado como tensión del convertidor del lado del dc-link, la tensión que genera 
el peor caso, 750V, para la cual la corriente de entrada es máxima. La tensión del lado de 
los almacenadores de energía puede encontrarse en el rango de 250 a 350V. Para el 
estudio térmico se ha utilizado el valor de tensión que genera el peor caso. Las pérdidas de 
los semiconductores son máximas para la tensión de 250V. Se sabe que la potencia nominal 
es de 35kW y que el convertidor posee tres ramas de “interleaving”. Por último, comentar 
que se ha supuesto una temperatura ambiente de 40ºC. 
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Los parámetros de entrada a la aplicación se indican en la Tabla 5.6 para cada uno de los 
casos. Los estudios contemplarán dos escenarios de funcionamiento, uno a potencia 
nominal y otro ante una sobrecarga del 20%. 
 
Valor 
Parámetro 
Buck Boost 
Tensión de entrada [VIN] 750 V 250 V 
Corriente de entrada [IIN] 46.67 A 140 A 
Tensión de salida [VOUT] 250 V 750 V 
Corriente de salida [IOUT] 140 A 46.67 A 
Corriente por rama [IRAMA] 46.67 A 15.56 A 
Temperatura ambiente 40 ºC 40 ºC 
Número de interruptores por disipador 3 3 
Número de interruptores en paralelo 1 1 
Tabla 5.6. Parámetros para el estudio térmico 
A partir del estudio térmico se obtienen los valores de las pérdidas del sistema. Ello se 
muestra en la Tabla 5.7. 
 
Valor nominal Valor sobrecarga 
Parámetro 
Buck Boost Buck Boost 
Pérdidas por conducción en transistores 30 W 62 W 38 W 78 W 
Pérdidas por conmutación en transistores 72 W 75 W 88 W 92 W 
Pérdidas totales en transistores 103 W 137 W 126W 170 W 
Pérdidas por conducción en diodos 38 W 19 W 46 W 24 W 
Pérdidas por conmutación en diodos 43 W 43 W 51 W 51 W 
Pérdidas totales en diodos 81 W 63 W 97 W 74 W 
Pérdidas totales 551 W 601 W 669 W 733 W 
Tabla 5.7. Resultados del estudio de pérdidas 
De acuerdo al sistema se ha elegido el siguiente disipador térmico en conjunto con el 
ventilador que se indica, ambos del mismo fabricante que los semiconductores. 
o Disipador térmico de aluminio: SEMIKRON P16/300 
o Ventilador radial: SEMIKRON SKF16B-230-01 
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Elegido el sistema de disipación de calor, las temperaturas de funcionamiento calculadas se 
presentan en la Tabla 5.8. 
 
Valor nominal Valor sobrecarga 
Parámetro 
Buck Boost Buck Boost 
Temperatura del disipador térmico 57 ºC 59 ºC 58 ºC 60 ºC 
Temperatura de la cápsula 64 ºC 66 ºC 66 ºC 69 ºC 
Temperatura Transistores 72 ºC 77 ºC 76 ºC 82 ºC 
Temperatura Diodos 79 ºC 78 ºC 84 ºC 82 ºC 
Tabla 5.8. Resultados del estudio térmico 
Se puede verificar que en ningún caso se alcanza la temperatura máxima de 150ºC en los 
dispositivos semiconductores. Sabiendo que el conjunto disipador/ventilador inmediatamente 
anterior no cumple estas especificaciones, se concluye que el sistema de disipación y 
refrigeración es adecuado para su cometido. 
 
Figura 5.12. Conjunto disipador/ventilador de SEMIKRON 
 
Ambos estudios térmicos específicos se adjuntan en los Anexos 2 y 3 del presente 
documento. 
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44..44.. IInndduuccttaanncciiaass ddee rraammaa 
Cada rama del convertidor dc/dc “interleaving” posee una bobina o inductancia. Éstas 
forman parte del filtro de salida cuando el convertidor funciona en el modo reductor; o 
elemento de almacenamiento de energía transitoria para el modo elevador de tensión. Estas 
bobinas son de núcleo de aire, específicas para corriente continua y para usos en topologías 
con corrientes conmutadas. En el esquema de la Figura 5.13 se indican como L1, L2 y L3. 
 
Figura 5.13. Inductancias de rama 
Las especificaciones de las bobinas vienen determinadas por el valor de la inductancia de 
las mismas; las corrientes máxima y nominal; y el valor de amplitud y frecuencia del rizado 
de corriente que deben ser capaces de soportar. 
La inductancia de las mismas es calculada mediante el cumplimiento de la especificación de 
rizado de corriente a la salida del convertidor, cuando éste opera en condiciones nominales 
de funcionamiento. En la Figura 5.14 se muestra una de las ramas y la forma de la corriente 
que circula por la bobina de la misma. 
V2
V1
IL
T
DCu·T
IL
 
Figura 5.14. Una rama del convertidor y corriente por la bobina 
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AUTOR: Isaac Gil Mera 
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El intervalo de tiempo en el que la corriente es ascendente es aquel en el cual está 
conduciendo el transistor superior de la rama. Ello se expresa como DCu·T, siendo DCu el 
ciclo de trabajo de dicho transistor y T, el período de conmutación en segundos. Operando 
con la ecuación que muestra el comportamiento de una bobina, se obtiene: 
TDCu
I
L
t
I
L
dt
dI
LVVV LLLL ⋅
∆⋅=
∆
∆⋅≅⋅=−= 21 
12 /VVDCu = 
12
21 /VV
fI
LVV CL
⋅∆
=− 
Por tanto, la expresión que muestra la inductancia necesaria en función de las tensiones del 
convertidor y el rizado de corriente en la bobina es la siguiente: 
( )
CL fI
VVVV
L
⋅∆
−⋅
= 2112
/
 
Gracias a la tecnología “interleaving” de N ramas, el rizado de la corriente de salida del 
convertidor es la enésima parte del rizado existente en cada una de las ramas por separado. 
Por tanto, la expresión quedaría de la siguiente manera: 
( )
CO fIN
VVVV
L
⋅∆⋅
−⋅= 2112 / 
En condiciones normales, la tensión V1 es igual a 700V; pero en condiciones excepcionales 
podría alcanzar los límites de 650V y 750V. Por otro lado, la tensión V2 varía entre 250V y 
350V, función de la energía acumulada en los supercondensadores en cada momento. 
La especificación marca un rizado máximo de corriente de salida del convertidor del 10% de 
la corriente nominal. Esta corriente depende del valor de la tensión de almacenamiento en 
ese instante. Siendo X el porcentaje de rizado permitido respecto de la corriente nominal, se 
tiene: 
2V
P
X
V
P
XIXI N
O
O
OO ⋅=⋅=⋅=∆ 
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La expresión final que muestra la inductancia necesaria dadas las especificaciones de 
tensiones y corrientes, quedaría: 
( )
CN fPXN
VVVV
L
⋅⋅⋅
−⋅
= 211
2
2 / 
Mediante herramienta matemática, en la Figura 5.15 se muestra gráficamente la ecuación 
anterior para distintas tensiones de funcionamiento. 
 
Figura 5.15. Valores de inductancia de diseño 
A la vista de los resultados, el peor caso se obtiene para V1=750V y V2=350V, siendo 
necesaria una bobina de aproximadamente 650uH para estar dentro de las especificaciones. 
Se ha decidido sobredimensionar las bobinas con un valor de inductancia de 1000uH. 
Para el valor de inductancia seleccionado y en función de las condiciones de funcionamiento 
explicadas, en la Figura 5.16 se muestra el rizado de corriente y, en la Figura 5.17, el 
porcentaje que supone el mismo respecto de la corriente nominal. 
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Figura 5.16. Rizado de corriente de salida para L=1000uH 
 
Figura 5.17. Porcentaje de rizado de corriente de salida para L=1000uH 
A la vista de la gráfica se puede concluir que el rizado de corriente se encuentra dentro de 
especificaciones en cualquier posible situación de funcionamiento. 
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En la Tabla 5.9 se recogen, además del valor de la inductancia calculada, los demás 
parámetros de especificación para las bobinas. 
 
Parámetro Valor 
Inductancia nominal [L] 1000 uH 
Corriente nominal de funcionamiento [IN] 46,7 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 56 A 
Rizado máximo de corriente [∆I] 18,6 A 
Frecuencia de rizado de corriente [fC] 10 kHz 
Tabla 5.9. Especificaciones para las inductancias de rama 
La corriente nominal de funcionamiento viene marcada por la corriente necesaria para que el 
convertidor entregue la potencia nominal. Esta corriente es máxima cuando la tensión en el 
almacenamiento de los supercondensadores es mínima. Para esta tensión de 250V, la 
corriente supone 140A. La corriente por cada rama será la tercera parte, 46,7A. 
El rizado de corriente por cada bobina es tres veces el rizado a la salida. Según la Figura 
5.16, en el peor caso el rizado es de 6,2A. Por tanto, el rizado de corriente por cada rama es 
de 18,6A. La corriente de pico máxima es la suma de la mitad de este rizado y la corriente 
nominal de funcionamiento, 56A.Figura 5.18. Bobina de SMP 
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La bobina seleccionada es una inductancia para corriente dc de la marca SMP [14], 
específica para este tipo de convertidores con corrientes conmutadas. Las características de 
la misma se presentan en la Tabla 5.10. 
 
Parámetro Valor 
Inductancia nominal [L] 1000 uH 
Corriente nominal de funcionamiento [IN] 70 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 75 A 
Frecuencia de rizado de corriente [fC] 10 kHz 
Resistencia serie equivalente del cobre [RCU] 10 mohm 
Temperatura máxima de funcionamiento [TO] 100 ºC 
Tensión efectiva de aislamiento [UP,EFF] 2500 V 
Peso [P] 10 Kg 
Tabla 5.10. Características técnicas de la inductancia elegida de SMP 
 
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44..55.. BBaannccoo ddee ccoonnddeennssaaddoorreess ddee eennttrraaddaa 
Como ya se definió, la conexión entre el convertidor ac/dc de la fuente de energía renovable 
y el inversor dc/ac se realiza mediante el bus denominado dc-link, al cual se conecta el 
sistema de almacenamiento. De forma local, el convertidor de potencia asociado al sistema 
de almacenamiento, en la conexión con el dc-link, posee un banco de condensadores para 
asegurar estabilidad de tensión a la entrada, suponiendo una “imagen” de tensión del bus de 
dc. Este banco de condensadores se ha indicado como C1 en el esquema de la Figura 5.19. 
En esta sección se dimensionará éste último, sin tener en cuenta la capacidad del dc-link ni 
la conexión con otro convertidor. 
 
Figura 5.19. Banco de condensadores de entrada 
El valor de la capacidad total se determina en base a las variaciones de tensión admisibles 
en dicho bus dc ante cambios en las condiciones de funcionamiento (respuestas ante 
escalones de carga, variaciones de generación de potencia…). Por ejemplo, ante un escalón 
de incremento de la demanda de potencia, el bus dc tenderá a bajar su tensión, originando 
un hueco con una amplitud de tensión y un tiempo de duración. Ello depende de la 
capacidad del banco y también, en gran parte, de la dinámica del control implementado. En 
base a ello, se dimensiona la capacidad del bus. 
El banco de condensadores debe ser capaz de suministrar la potencia nominal del sistema 
durante el tiempo de respuesta del control implementado. Mediante simulaciones de 
diversos controles propuestos se ha determinado un tiempo de respuesta de 1ms 
aproximadamente. Debido a la incertidumbre del cálculo y para un dimensionamiento del 
lado de la seguridad, se tomarán 3ms, tiempo durante el cual, el banco de dc será el 
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encargado de proporcionar la potencia nominal más las pérdidas del inversor, una potencia 
de 32kW aproximadamente. La energía entregada responde a la siguiente expresión: 
JmskWtPE N 96332 =⋅=⋅= 
Sabiendo que la tensión nominal del bus es de 700V y que la profundidad máxima permitida 
del hueco de tensión es de 50V, de la siguiente expresión se deduce el valor de la 
capacidad del banco capacitivo: 
( ) ( ) JCVVCE 96650700
2
1
2
1 222
2
2
1 =−⋅⋅=−⋅⋅=∆ 
El cálculo conduce a un valor de capacidad total del banco de 2850uF. Se tomará como 
valor de especificación 3000uF. Con este valor de condensadores y un algoritmo de control 
genérico se ha simulado el hueco de tensión producido en el dc-link, en respuesta a un 
escalón de potencia nominal del sistema, mostrado en la Figura 5.20. 
 
Figura 5.20. Simulación del hueco de tensión 
Mediante software de simulación se han determinado los parámetros necesarios para el 
correcto dimensionamiento del banco de condensadores, para el valor de capacidad 
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anteriormente calculado. Se ha realizado a la potencia nominal del equipo. En la Figura 5.21 
se muestra la tensión en el banco de dc y en la Figura 5.22, la forma que toma la corriente y 
su correspondiente valor RMS. 
 
Figura 5.21. Simulación de tensión del bus de dc 
 
Figura 5.22. Simulación de corriente del bus de dc 
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Dado el análisis de funcionamiento en simulación, las especificaciones resultantes se 
indican en la Tabla 5.11 
 
Parámetro Valor 
Capacidad nominal [C] 3000 uF 
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX] 750 V 
Rizado máximo de tensión [∆V] < 1 V 
Corriente eficaz [IRMS] 30 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 70 A 
Rizado máximo de corriente [∆I] 100 A 
Frecuencia de rizados de tensión y corriente [fC] 10 kHz 
Tabla 5.11. Especificaciones de banco de condensadores 
Se han tomado condensadores del fabricante ARCOTRONICS [8] recomendados para este 
tipo de aplicaciones. Son condensadores MKP de altas densidades de capacidad y altos 
rizados de corrientes. Revisando el catálogo se ha elegido la asociación en paralelo de 6 
condensadores C44UQGQ6500F8SK [9]. Las características técnicas de cada dispositivo se 
muestran en la Tabla 5.12. 
 
Parámetro Valor 
Capacidad nominal [C] 500 uF 
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX] 1100 V 
Corriente eficaz [IRMS] 50 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 6000 A 
Tabla 5.12. Características técnicas del condensador C44UQGQ6500F8SK 
 
Figura 5.23. Condensador de ARCOTRONICS 
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44..66.. FFii ll tt rroo ssnnuubbbbeerr 
Debido a las inductancias parásitas de dispositivos, conexiones y cableado, durante las 
conmutaciones de los dispositivos semiconductores, aparecen en bornes de los mismos 
unas sobretensiones que perjudican en parte al funcionamiento del convertidor. 
Estas sobretensiones son perjudiciales para los semiconductores, suponen pérdidas de 
potencia, producen ruido eléctrico, etcétera. Mediante la adición de una red de Snubber 
como filtro de conmutación, las citadas sobretensiones son reducidas considerablemente. 
Genéricamente, los filtros snubber suelen ser redes RC aunque, dependiendo del diseño, se 
pueden encontrar redes C exclusivamente. Los valores de estos componentes pasivos se 
calculan mediante expresiones matemáticas, en función de frecuencias de conmutación, 
resistividades, inductancias y capacidades del circuito, tensiones y corrientes de 
funcionamiento, tiempos de respuesta, etcétera. 
En el presente diseño se ha colocado una red basada exclusivamente en un condensador 
conectado en paralelo con el IGBT en conmutación. Por tanto, se tienen seis dispositivos, 
dos en cada rama, uno por cada semiconductor. En la Figura 5.24 se muestran con 
conexión paralelo a los transistores de potencia M1, M2, M3, M4, M5 y M6. 
 
Figura 5.24. Filtro snubber 
Condensadores adecuados para este tipo de filtros son los MKP, de polipropileno. Éstos 
tienen buenarespuesta en alta frecuencia, además de operar correctamente en un amplio 
rango de temperaturas. 
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La selección de la capacidad de estos condensadores pasa por calcular o estimar las 
inductancias parásitas de los dispositivos y elementos de conexión asociados a los 
interruptores semiconductores. Este cálculo complejo e inexacto. En principio se podrían 
conocer inductancias parásitas aproximadas de dispositivos, pero las asociadas a la 
circuitería de conexión es muy dependiente del esquema mecánico y de otros muchos 
factores. En [10] se referencia una nota de aplicación proporcionada por SEMIKRON [1] en 
el cual se documenta este cálculo. 
Por ello, la estrategia a seguir consiste en la colocación de condensadores con una 
capacidad típica en estos equipos. Tras la construcción, durante la puesta en 
funcionamiento del convertidor, se realizarán pruebas experimentales con distintas 
capacidades de filtro. Según los resultados obtenidos se ajustará la red a la capacidad 
óptima. 
El componente utilizado es del fabricante VISHAY [11]. Se trata de un condensador de 
polipropileno MKP de hasta 1000V. 
 
Figura 5.25. Condensadores MKP Vishay 
Se partirá en un primer diseño con la capacidad de 100nF. Tras pruebas, se ajustará el valor 
de capacidad según resultados experimentales. 
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44..77.. RReessiisstteenncciiaass ddee pprreeccaarrggaa 
El hardware del convertidor de potencia debe incluir los elementos necesarios para permitir 
una precarga no controlada del banco de condensadores del mismo. Esto interesa o es 
necesario en puestas en marcha o en ciertas maniobras de funcionamiento. La precarga de 
los condensadores se realiza a través de resistencias de precarga, desde las dos posibles 
fuentes, la de entrada o por medio del sistema de almacenamiento. 
-
D
C
-L
in
k
 
 
 
 
+
-
A
lm
a
c
e
n
a
d
o
r 
 
 +
R
3
R
4
R
5
K
5
 
Figura 5.26. Resistencias de precarga 
En el esquema eléctrico de la Figura 5.26 se muestran como R1 y R2. El primer dispositivo 
permite la precarga del bus desde la fuente de entrada; y el segundo, desde la bancada de 
supercondensadores, a través de los diodos de los semiconductores de potencia. 
A continuación se dimensionarán en cuanto al valor resistivo y a la potencia que son 
capaces de evacuar. Ello se realizará en base a la tensión y tiempo de precarga, y a 
potencias de disipación. Este tiempo pretendido será del orden de segundos, no más de 
10s, para realizar una precarga del banco hasta el 95% de su tensión nominal. 
La ecuación de carga del condensador a través de una resistencia responde a la siguiente 
expresión: 
)1( CR
t
ft eVV
⋅−−⋅= 
Vt corresponde a la tensión del dispositivo en el instante t; Vf, a la tensión de entrada; t, al 
tiempo; R, a la resistencia de precarga; y C, a la capacidad del condensador. La capacidad 
del banco es de 3000µF. Se ha tomado como tiempo de precarga unos 4 segundos. Como 
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puede observarse, el cálculo es independiente del valor de tensión Vf, si se refiere el fondo 
de precarga como porcentaje de la tensión de entrada. 
)1(95,0 CR
t
fft eVVV
⋅−−⋅=⋅= 
CR
t
e ⋅
−−= 195,0 
El cálculo, por tanto, es el mismo para ambas resistencias, independientemente de la 
tensión, quedando de la siguiente manera: 
003,0
4
195,0 ⋅
−
−= Re → Ω= 445R 
Se ha decidido tomar como valor resistivo para ambas resistencias de precarga el de 470 
ohmios. En la Figura 5.27 se muestran las gráficas obtenidas en la precarga a través de R1 
y, en la Figura 5.28, las correspondientes a la precarga mediante R2. 
 
Figura 5.27. Precarga de condensadores mediante R1=470Ω 
Como se puede observar en las mencionadas figuras, la tensión de condensadores alcanza 
el 95% de la tensión de la fuente de precarga en menos 4 segundos aproximadamente. El 
banco queda cargado completamente en aproximadamente 7 segundos. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 102 
 
Figura 5.28. Precarga de condensadores mediante R2=470Ω 
Se han elegido resistencias de potencia de aluminio del fabricante TYCO ELECTRONICS 
[15], en concreto la resistencia HSC100-470R-J [16]. La potencia nominal de la misma es de 
100W si funcionan en conjunto con un disipador; si no es así, es de 50W. 
 
Figura 5.29. Resistencias Tyco Electronics HSC 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 103 
Estas resistencias, según fabricante, permiten sobrecargas acotadas de potencia. En la 
Figura 5.30 se muestra el gráfico que indica el factor en el que puede verse multiplicada la 
potencia de disipación del dispositivo en función de la duración de la sobrecarga. En la 
Figura 5.31 se muestran los valores de sobrecarga en las resistencias R1 y R2. Como se 
puede comprobar, el funcionamiento de las mismas está dentro de los límites marcados por 
el fabricante. 
 
Figura 5.30. Sobrecarga admisible en resistencias Tyco HSC 
 
Figura 5.31. Sobrecarga en resistencias de precarga 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 104 
44..88.. RReessiisstteenncciiaass ddee ddeessccaarrggaa 
En el diseño del presente convertidor de potencia se ha incluido un banco de resistencias de 
descarga para el sistema de almacenamiento de energía. Ello permite una descarga forzada 
del sistema de supercondensadores, ya sea de manera automática, comandada por el 
sistema de control; o de manera manual, gobernada por el operario. Estas resistencias 
vienen indicadas como R3, R4 y R5 en el esquema eléctrico presentado en la Figura 5.32. 
 
Figura 5.32. Resistencias de descarga 
Esto ofrece la posibilidad de descargar los supercondensadores hasta niveles requeridos 
por algún motivo de interés, o incluso, llevarlos a la descarga total. 
Esto resulta muy útil como actuación ante un posible funcionamiento anómalo del sistema, 
en el cual podría existir una sobrecarga del sistema de almacenamiento y sea inevitable el 
tener que descargarlo hasta valores normales de funcionamiento. 
A continuación se dimensionarán en cuanto al valor resistivo y a la potencia que son 
capaces de evacuar. Ello se realizará en base a las tensiones y tiempos de descarga, y a 
potencias de disipación. 
La ecuación de descarga del condensador a través de una resistencia responde a la 
siguiente expresión: 
CR
t
ft eVV
⋅−⋅= 
Vt corresponde a la tensión del dispositivo en el instante t; Vf, a la tensión de entrada; t, al 
tiempo; R, a la resistencia de precarga; y C, a la capacidad del condensador. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 105 
La capacidad total de la bancada de supercondensadores es de 21F. Dicho banco debe ser 
descargado desde su tensión nominal hasta el 2% de la misma en 30 minutos. 
CR
t
fft eVVV
⋅−⋅=⋅= 02,0 
CR
t
e ⋅
−=02,0 
21
1800
02,0 ⋅
−= Re → Ω= 91,22R 
Por tanto, sabiendo que el banco de descarga lo forman tres resistencias en paralelo, el 
valor resistivo de cada una de ellas debe ser de 68,73 ohmios. 
Se ha decidido tomar como valor resistivo el de 68 ohmios para cada una de las tres 
resistencias. En la Figura 5.33 se muestran las gráficas obtenidas de descarga total desde la 
tensión máxima de supercondensadores. 
 
Figura 5.33. Descarga de supercondensadores mediante 3xR=68Ω 
Como se observa en la mencionada figura, el banco de condensadores queda 
prácticamente descargado en aproximadamente 30 minutos, desde el valor nominal hasta 
tensión nula. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 106 
Se han elegido resistencias de potencia del fabricante TECNOMEGA [17] en concreto el 
modelo TSK60.550-15R [18]. La potencia máxima de disipación de las mismas es de 
1800W. Como se muestra en la Figura 5.33, cada resistencia deberá disipar hasta 1800W 
como máximo, estando dentro de los límites del fabricante. 
 
Figura 5.34. Resistencia de potencia Tecnomega 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 107 
44..99.. AAppaarraammeennttaa eellééccttrr iiccaa ddee pprrootteecccciióónn 
El equipo posee la adecuada aparamenta eléctrica de protección para garantizar la 
desconexión del convertidor en caso de un posible funcionamiento anómalo. La aparamenta 
utilizada es capaz de cortar sobrecorrientes por sobrecarga y por cortocircuito. Por un lado 
protege a la instalación, y por otro y más importante, al personal humano. Los dispositivos 
que la componen son fusibles para corriente continua. En el esquema de la Figura 5.35 
pueden observarse como F1 y F2. 
 
Figura 5.35. Aparamenta eléctrica de protección 
La potencia del equipo es de 35kW estando dimensionado para trabajar con una sobrecarga 
del 20%. La presente aparamenta de protección debe permitir el flujo de las corrientes 
resultantes de la misma. La intensidad de diseño para cada uno de los fusibles se tomará 
como la corriente nominal mayorada en un 40%. En la Tabla 5.13 se recoge el cálculo. 
 
Dispositivo I NOM IDISEÑO 
F1 50 ADC 70 ADC 
F2 140 ADC 196 ADC 
Tabla 5.13. Dimensionamiento de fusibles de protección 
Los dispositivos seleccionados para la implementación se indican a continuación: 
o F1: SEMIKRON FUSE30 30146087 [IN=80A/UN=660V] [19] 
o F2: SEMIKRON FUSE30 30146082 [IN=200A/UN=660V] [19] 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 108 
Según el presente diseño, el convertidor de potencia queda protegido por encima del 140% 
de la potencia nominal del mismo a través de la aparamenta seleccionada. 
La protección desde el 100% hasta el 140% de la potencia nominal del equipo se realizará a 
través del software de control, teniéndose en cuenta la posibilidad del funcionamiento de 
sobrecarga. 
 
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El equipo dispone de aparamenta de apertura y cierre que permite las maniobras oportunas 
en cada uno de los modos de funcionamiento (parada general, precargas, descargas, 
funcionamiento normal, etc.). 
 
Figura 5.36. Aparamenta eléctrica de maniobra 
Los dispositivos que la componen son contactores para corriente continua. En la Figura 5.36 
se muestra el esquema, indicándose como K1, K2, K3, K4 y K5. 
Debido a que el equipo debe ser capaz de funcionar ante una sobrecarga del 20%, los 
contactores K2 y K4 se dimensionarán para corrientes de sobrecarga. Los restantes serán 
dimensionados para la intensidad nominal correspondiente. 
En la Tabla 5.14 se indica el cálculo para los contactores K2 y K4. 
 
Dispositivo I NOM IDISEÑO 
K2 50 ADC 60 ADC 
K4 50 ADC 60 ADC 
Tabla 5.14. Dimensionamiento de contactores de maniobra K2 y K4 
Las intensidades de diseño para los dispositivos K1 y K3 son dependientes del 
dimensionamiento de las resistencias de precarga asociadas, realizado en el Apartado 4.7. 
Por tanto, las corrientes máximas a soportar son 1.5A y 0.8A, respectivamente. 
DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO 
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INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS 
AUTOR: Isaac Gil Mera 
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez 
 
 
 
 
 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 110 
Por otro lado, el dimensionamiento del contactor K5 viene determinado por el valor resistivo 
de la red de descarga. Según el Apartado 4.8, la corriente máxima circulante será de 16A. 
En la Tabla 5.15 se muestra el dimensionamiento de estos dispositivos. 
 
Dispositivo I nom Idiseño 
K1 1.5 ADC 1.5 ADC 
K3 0.8 ADC 0.8 ADC 
K5 16 ADC 16 ADC 
Tabla 5.15. Dimensionamiento de contactores de maniobra K1, K3 y K5 
Los dispositivos seleccionados para la implementación del aparamenta eléctrica de 
protección se indican a continuación: 
o K1: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20] 
o K2: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20] 
o K3: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20] 
o K4: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20] 
o K5: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-20 [IN=20A] [20] 
 
 
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AUTOR: Isaac Gil Mera 
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44..1111.. SSiisstteemmaa ddee ccaabblleeaaddoo 
En este apartado se dimensionarán los conductores que componen el cableado del equipo. 
Ello se realizará en cuanto a sección y naturaleza del aislamiento de los mismos. 
En el presente convertidor existen cuatro tipos de cableados, los cuales se indicarán en 
distintos esquemas. En la Figura 5.37, Figura 5.38, Figura 5.39 y Figura 5.40, se localizan 
los cuatro tipos de conexiones mencionados. 
 
Figura 5.37. Sistema de cableado TIPO 1 
 
Figura 5.38. Sistema de cableado TIPO 2 
 
Figura 5.39. Sistema de cableado TIPO 3 
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Figura 5.40. Sistema de cableado TIPO 4 
La corriente máxima que debe ser capaz de soportar cada uno de los tipos de conductores 
se adjunta en la Tabla 5.16. Se ha sobredimensionado un 20% estas corrientes para el 
cálculo de la intensidad de diseño, con redondeo de la cifra a la unidad siguiente. 
 
Conductor Corriente nominal Corriente de diseño 
TIPO 1 60 A 72 A 
TIPO 2 168 A 202 A 
TIPO 3 2 A 3 A 
TIPO 4 16 A 20 A 
Tabla 5.16. Corrientes del sistema de cableado 
Siguiendo el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión (REBT) se han dimensionados los 
conductoresde la forma que indica la Tabla 5.16. 
 
Conductor Sección Aislamiento I max REBT 
TIPO 1 10 mm2 XLPE 76 A 
TIPO 2 50 mm2 XLPE 250 A 
TIPO 3 1.5 mm2 PVC 21 A 
TIPO 4 6 mm2 PVC 44 A 
Tabla 5.17. Dimensionamiento del sistema de cableado 
Como se observa, se ha indicado la sección elegida para cada uno de los tipos de cableado 
y la naturaleza del aislante de los mismos. En la última columna se indica el valor de la 
corriente máxima admisible por el correspondiente conductor, dada su sección y 
aislamiento, según el REBT. 
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55.. DDIISSEEÑÑOO DDEELL CCOONNVVEERRTTIIDDOORR DDEE PPOOTTEENNCCIIAA PPAARRAA BBAATTEERRÍÍAASS 
En este apartado se realiza el diseño y dimensionamiento del convertidor de potencia 
asociado a la bancada de baterías. Dado que ello se realiza de manera similar a como se 
hizo con el convertidor para supercondensadores, se obviarán explicaciones detalladas y, en 
ocasiones, se harán referencias a este anterior dimensionamiento. En la Figura 5.41, se 
muestra el esquema eléctrico del sistema. 
 
Figura 5.41. Esquema eléctrico del convertidor de potencia para baterías 
En base al esquema, las distintas partes que componen el equipo son: 
o Semiconductores de potencia: Transistores IGBTs con sus respectivos diodos 
en antiparalelo, indicados como M1-M2, M3-M4, M5-M6. 
o Inductancias de rama: Marcadas como L1, L2 y L3, suponen las inductancias 
de salida de cada una de las ramas. 
o Condensadores snubber: Condensadores de respuesta en alta frecuencia para 
filtro de conmutación en semiconductores de potencia. 
o Banco de condensadores: Asociación de condensadores de entrada del 
convertidor, mostrado como C1. 
o Resistencias de precarga: Dispositivos de potencia, R1 y R2 que permiten la 
precarga no controlada del banco de condensadores. 
o Aparamenta de maniobra: Contactores para maniobra eléctrica. Se marcan 
como K1, K2, K3 y K4. 
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o Aparamenta de protección: Encargada de la protección del equipo frente a 
sobrecorrientes y cortocircuitos, compuesta por los fusibles F1 y F2. 
o Sensores transductores: Permiten la medición de parámetros eléctricos de 
distintas partes del convertidor, a través de los sensores de tensión LV1, LV2 y 
LV3, y los de corriente LA1 , LA2 , LA3 y LA4 . 
Como puede observarse, el presente convertidor lo componen las mismas partes que el 
anterior, con la salvedad de que éste no posee el sistema de descarga. 
A continuación se seleccionarán los correspondientes dispositivos y elementos de conexión 
para el diseño del convertidor para la bancada de baterías, los cuales son presentados: 
o Transistores de potencia 
o Controladores de disparo 
o Disipación térmica y refrigeración 
o Inductancias de rama 
o Banco de condensadores de entrada 
o Filtro snubber 
o Resistencias de precarga 
o Aparamenta eléctrica de protección 
o Aparamenta eléctrica de maniobra 
o Sistema de cableado 
 
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55..11.. TTrraannssiissttoorreess ddee ppootteenncciiaa 
Los semiconductores de potencia del presente convertidor se indican en el esquema de la 
Figura 5.42, como M1, M2, M3, M4, M5 y M6. 
 
Figura 5.42. Transistores de potencia 
Los criterios de selección de los mismos se ha realizado de la misma manera como se hizo 
para los transistores del convertidor asociado a la bancada de supercondensadores. Se ha 
elegido la tecnología de IGBTs para los semiconductores de potencia. Concretamente se ha 
seleccionado la familia SEMITRANS® de SEMIKRON [1]. 
Tras el estudio térmico realizado se ha escogido el semiconductor SKM300GB125D [4]. 
Corresponden a IGBTs capaces de soportar 1200V de tensión colector-emisor, corrientes de 
colector de 150-200A y 10kHz como frecuencia de conmutación. Un mismo encapsulado 
compone la rama completa, formada por dos IGBTs. 
 
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55..22.. CCoonnttrroollaaddoorreess ddee ddiissppaarroo 
Los controladores de disparo de los semiconductores de potencia se han seleccionado 
mediante la herramienta DRIVERSELTM [5] de SEMIKRON, como ya se realizó para el 
convertidor asociado a supercondensadores. Los parámetros introducidos en la aplicación 
se muestran en la Tabla 5.18, dados por las características del semiconductor seleccionado. 
 
Parámetro Valor 
Tensión máxima de funcionamiento 1200 V 
Familia del dispositivo SEMITRANS 
Dispositivo SKM300GB125D 
Número de módulos en paralelo 1 
Frecuencia de conmutación 10 kHz 
Resistencia aplicada a la puerta 3 ohm 
Tabla 5.18. Parámetros de selección para el controlador de disparos 
Dado que los parámetros son los mismos para este convertidor, el driver elegido es el 
mismo que aquél. Concretamente se ha seleccionado el driver SKYPERTM 32 PROR [6], en 
conjunto con Evaluation Board 1 [7] de SEMIKRON. 
 
 
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55..33.. DDiissiippaacciióónn ttéérrmmiiccaa yy rreeffrr iiggeerraacciióónn 
El sistema de evacuación de las pérdidas por calor de los dispositivos semiconductores se 
ha dimensionado de la misma manera que como se hizo para el convertidor anterior. Se han 
realizado los cálculos mediante la herramienta de simulación SEMISELTM [3] proporcionada 
por el fabricante, uno para el funcionamiento del equipo en modo reductor de tensión (Buck) 
y otro como elevador de tensión (Boost). Los parámetros de entrada a la aplicación se 
indican en la Tabla 5.19 para cada uno de los casos. 
 
Valor 
Parámetro 
Buck Boost 
Tensión de entrada [VIN] 750 V 250 V 
Corriente de entrada [IIN] 46.67 A 140 A 
Tensión de salida [VOUT] 250 V 750 V 
Corriente de salida [IOUT] 140 A 46.67 A 
Corriente por rama [IRAMA] 46.67 A 15.56 A 
Temperatura ambiente 40 ºC 40 ºC 
Número de interruptores por disipador 3 3 
Número de interruptores en paralelo 1 1 
Tabla 5.19. Parámetros para el estudio térmico 
De la misma manera que en el convertidor asociado a supercondensadores, se han elegido 
los siguientes dispositivos: 
o Disipador térmico de aluminio: SEMIKRON P16/300 
o Ventilador radial: SEMIKRON SKF16B-230-01 
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El estudio térmico asociado entrega los resultados que se presentan en la Tabla 5.20. 
 
Valor nominal Valor sobrecarga 
Parámetro 
Buck Boost Buck Boost 
Pérdidas por conducción en transistores 30 W 62 W 38 W 78 W 
Pérdidas por conmutación en transistores 72 W 75 W 88 W 92 W 
Pérdidas totales en transistores 103 W 137 W 126 W 170 W 
Pérdidas por conducción en diodos 38 W 19 W 46 W 24 W 
Pérdidas por conmutación en diodos 43 W 43 W 51 W 51 W 
Pérdidas totales endiodos 81 W 63 W 97 W 74 W 
Pérdidas totales 551 W 601 W 669 W 733 W 
Temperatura del disipador térmico 57 ºC 59 ºC 58 ºC 60 ºC 
Temperatura de la cápsula 64 ºC 66 ºC 66 ºC 69 ºC 
Temperatura Transistores 72 ºC 77 ºC 76 ºC 82 ºC 
Temperatura Diodos 79 ºC 78 ºC 84 ºC 82 ºC 
Tabla 5.20. Resultados del estudio térmico 
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55..44.. IInndduuccttaanncciiaass ddee rraammaa 
En el esquema de la Figura 5.43 se indican las inductancias de rama como L1, L2 y L3, 
pertenecientes al convertidor dc/dc interleaving. Son bobinas de núcleo de aire, específicas 
para corriente continua y para usos en topologías con corrientes conmutadas. 
 
Figura 5.43. Inductancias de rama 
El cálculo de la inductancia necesaria se realiza mediante el cumplimiento de la 
especificación de rizado de corriente a la salida del convertidor, cuando éste opera en 
condiciones nominales de funcionamiento. 
Mediante el desarrollo matemático explicado en el anterior diseño del convertidor para 
supercondensadores se obtiene la expresión: 
( )
CO fIN
VVVV
L
⋅∆⋅
−⋅= 2112 / 
El rango de tensión de V1 es de entre 650V y 750V. Y por otro lado, la tensión V2 varía entre 
250V y 300V, función del estado de acumulación energética del banco de baterías. 
La especificación marca un rizado máximo de corriente de salida del convertidor del 5% de 
la corriente nominal, indicada como X. 
2V
P
X
V
P
XIXI N
O
O
OO ⋅=⋅=⋅=∆ 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 120 
En la Figura 5.44 se muestra gráficamente la ecuación final resultante: 
( )
CN fPXN
VVVV
L
⋅⋅⋅
−⋅
= 211
2
2 / 
 
Figura 5.44. Valores de inductancia de diseño 
A la vista de los resultados, el peor caso se obtiene para V1=750V y V2=300V, siendo 
necesaria una bobina de 1050uH para cubrir especificaciones. Se ha decidido 
sobredimensionar las bobinas con un valor de inductancia de 1500uH. 
En la Figura 5.45 y Figura 5.46 se muestra el rizado de corriente resultante. 
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Figura 5.45. Rizado de corriente de salida para L=1500uH 
 
Figura 5.46. Porcentaje de rizado de corriente de salida para L=1500uH 
A la vista de la gráfica se puede concluir que el rizado de corriente se encuentra dentro de 
especificaciones en cualquier posible situación de funcionamiento. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 122 
En la Tabla 5.21 se recogen, además de la inductancia calculada, los demás parámetros de 
especificación para las bobinas. 
 
Parámetro Valor 
Inductancia nominal [L] 1500 uH 
Corriente nominal de funcionamiento [IN] 46,7 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 52,7 A 
Rizado máximo de corriente [∆I] 12 A 
Frecuencia de rizado de corriente [fC] 10 kHz 
Tabla 5.21. Especificaciones para las inductancias de rama 
La bobina seleccionada es una inductancia para corriente dc de la marca SMP [14], 
específica para este tipo de convertidores con corrientes conmutadas. Las características de 
la misma se presentan en la Tabla 5.22. 
 
Parámetro Valor 
Inductancia nominal [L] 1500 uH 
Corriente nominal de funcionamiento [IN] 70 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 75 A 
Frecuencia de rizado de corriente [fC] 10 kHz 
Resistencia serie equivalente del cobre [RCU] 15 mohm 
Temperatura máxima de funcionamiento [TO] 100 ºC 
Tensión efectiva de aislamiento [UP,EFF] 2500 V 
Peso [P] 15 Kg 
Tabla 5.22. Características técnicas de la inductancia elegida de SMP 
 
 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 123 
55..55.. BBaannccoo ddee ccoonnddeennssaaddoorreess ddee eennttrraaddaa 
El dimensionamiento del banco de condensadores de entrada al convertidor, indicado como 
C1 en el esquema de la Figura 5.47, se realizará sin tener en cuenta la capacidad del dc-link 
ni la conexión con otro convertidor. 
 
Figura 5.47. Banco de condensadores de entrada 
El valor de la capacidad se ha determinado de la misma manera que se hizo para el anterior 
equipo. Tomando un tiempo de respuesta del control implementado de 3ms y sabiendo que 
la potencia a entregar durante el hueco es de 32kW, la energía a entregar por el banco 
sigue la siguiente expresión: 
JmskWtPE N 96332 =⋅=⋅= 
Sabiendo que la tensión nominal del bus es de 700V y que la profundidad máxima permitida 
del hueco de tensión es de 50V, quedaría: 
( ) ( ) JCVVCE 96650700
2
1
2
1 222
2
2
1 =−⋅⋅=−⋅⋅=∆ 
El cálculo conduce a un valor de capacidad total del banco de 2850uF. Se tomará como 
valor de especificación 3000uF. 
Mediante herramienta de simulación, como ya se explicó, se han determinado los restantes 
parámetros necesarios para el dimensionamiento del banco de condensadores. En la Tabla 
5.23 se muestran las especificaciones del mismo. 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 124 
Parámetro Valor 
Capacidad nominal [C] 3000 uF 
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX] 750 V 
Rizado máximo de tensión [∆V] 10 V 
Corriente eficaz [IRMS] 50 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 200 A 
Rizado máximo de corriente [∆I] 300 A 
Frecuencia de rizados de tensión y corriente [fC] 10 kHz 
Tabla 5.23. Especificaciones de banco de condensadores 
Se han tomado condensadores de la marca ARCOTRONICS recomendados para este tipo 
de aplicaciones. Son condensadores MKP de altas densidades de capacidad y altos rizados 
de corrientes. Revisando el catálogo se ha elegido la asociación en paralelo de 6 
condensadores C44UQGQ6500F8SK. Las características técnicas de cada condensador se 
muestran en la Tabla 5.24. 
 
Parámetro Valor 
Capacidad nominal [C] 500 uF 
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX] 1100 V 
Corriente eficaz [IRMS] 50 A 
Corriente de pico máxima [IPICO] 6000 A 
Tabla 5.24. Características técnicas del condensador C44UQGQ6500F8SK 
 
 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 125 
55..66.. FFii ll tt rroo ssnnuubbbbeerr 
El filtro snubber seleccionado para la reducción de las sobretensiones en dispositivos 
semiconductores en conmutación ha sido una red basada exclusivamente en un 
condensador conectado en paralelo con el IGBT. Se tienen seis dispositivos, dos en cada 
rama, uno por cada semiconductor. En la Figura 5.48 se muestran con conexión paralelo a 
los transistores de potencia M1, M2, M3, M4, M5 y M6. 
 
Figura 5.48. Filtro snubber 
Se tratan de condensadores MKP, de polipropileno, con una buena respuesta en alta 
frecuencia, además de operar correctamente en un amplio rango de temperaturas. 
Como se explicó en el diseño del convertidorasociado a supercondensadores, la estrategia 
a seguir consiste en la colocación de condensadores con una capacidad típica. Tras la 
construcción, durante la puesta en funcionamiento del convertidor, se realizarán pruebas 
experimentales con distintas capacidades de filtro. Según los resultados obtenidos se 
ajustará la red a la capacidad óptima. 
El componente utilizado es de la marca VISHAY [11]. Se trata de un condensador de 
polipropileno MKP de hasta 1000V. Se partirá en un primer diseño con la capacidad de 
100nF. Tras pruebas, se ajustará el valor de capacidad según resultados experimentales. 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 126 
55..77.. RReessiisstteenncciiaass ddee pprreeccaarrggaa 
La precarga de los condensadores de entrada del equipo se realiza a través de resistencias 
de precarga, desde las dos posibles fuentes, la de entrada o por medio del sistema de 
almacenamiento, indicadas como R1 y R2 en el esquema de la Figura 5.49. 
-
D
C
-L
in
k
 
 
 
 
+
-
A
lm
a
c
e
n
a
d
o
r 
 
 +
 
Figura 5.49. Resistencias de precarga 
Tal y como se realizó en el diseño del equipo asociado a supercondensadores, el cálculo de 
los valores de las resistencias de precarga sigue las siguientes expresiones. Se ha tomado 
como profundidad de precarga el 95% de la tensión de entrada, y 4 segundos como tiempo 
de la misma. 
)1( CR
t
ft eVV
⋅−−⋅= 
003,0
4
195,0 ⋅
−
−= Re → Ω= 445R 
Las resistencias de precarga serán de 470 ohmios. Se han elegido resistencias de potencia 
de aluminio del fabricante TYCO ELECTRONICS [15], concretamente el dispositivo 
HSC100-470R-J [16]. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 127 
55..88.. AAppaarraammeennttaa eellééccttrr iiccaa ddee pprrootteecccciióónn 
La aparamenta eléctrica de protección incluida en el convertidor son fusibles para corriente 
continua. En el esquema de la Figura 5.50 pueden observarse como F1 y F2. Estos 
dispositivos son capaces de proteger ante sobrecorrientes por sobrecarga y por 
cortocircuito. 
 
Figura 5.50. Aparamenta eléctrica de protección 
Siguiendo la misma línea de diseño explicada en el anterior equipo, en la Tabla 5.25 se 
recoge el cálculo de dimensionamiento de estos dispositivos. 
 
Dispositivo I NOM IDISEÑO 
F1 50 ADC 70 ADC 
F2 140 ADC 196 ADC 
Tabla 5.25. Dimensionamiento de fusibles de protección 
De la misma manera, los dispositivos seleccionados se indican a continuación: 
o F1: SEMIKRON FUSE30 30146087 [IN=80A/UN=660V] [19] 
o F2: SEMIKRON FUSE30 30146082 [IN=200A/UN=660V] [19] 
Según el presente diseño, el convertidor de potencia queda protegido por encima del 140% 
de la potencia nominal del mismo a través de la aparamenta seleccionada. 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 128 
La protección desde el 100% hasta el 140% de la potencia nominal del equipo se realizará a 
través del software de control, teniéndose en cuenta la posibilidad del funcionamiento de 
sobrecarga. 
 
 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 129 
55..99.. AAppaarraammeennttaa eellééccttrr iiccaa ddee mmaanniioobbrraa 
Los elementos de maniobra del equipo son contactores para corriente continua. En la Figura 
5.16 se muestra el esquema, indicándose como K1, K2, K3 y K4. Siguiendo la misma línea 
de diseño explicada en el anterior equipo, en la Tabla 5.26 se recogen los cálculos de 
dimensionamiento para dichos dispositivos. 
 
Figura 5.51. Aparamenta eléctrica de maniobra 
 
Dispositivo I NOM IDISEÑO 
K2 50 ADC 60 ADC 
K4 50 ADC 60 ADC 
K1 1.5 ADC 1.5 ADC 
K3 0.8 ADC 0.8 ADC 
Tabla 5.26. Dimensionamiento de contactores de maniobra 
De la misma manera, los dispositivos seleccionados se indican a continuación: 
o K1: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20] 
o K2: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20] 
o K3: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20] 
o K4: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20] 
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 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 130 
55..1100.. SSiisstteemmaa ddee ccaabblleeaaddoo 
En el presente convertidor existen tres tipos de cableados, los cuales se indicarán en 
distintos esquemas. En la Figura 5.52, Figura 5.53 y Figura 5.54, se localizan los tres tipos 
de conexiones mencionados. 
 
Figura 5.52. Sistema de cableado TIPO 1 
 
Figura 5.53. Sistema de cableado TIPO 2 
 
Figura 5.54. Sistema de cableado TIPO 3 
 
DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO 
BASADO EN BATERÍAS Y SUPERCONDENSADORES PARA SU 
INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS 
AUTOR: Isaac Gil Mera 
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez 
 
 
 
 
 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 131 
La corriente máxima que debe ser capaz de soportar cada uno de los tipos de conductores 
se adjunta en la Tabla 5.27. Se ha sobredimensionado un 20% estas corrientes para el 
cálculo de la intensidad de diseño, con redondeo de la cifra a la unidad siguiente. 
 
Conductor Corriente nominal Corriente de diseño 
TIPO 1 60 A 72 A 
TIPO 2 168 A 202 A 
TIPO 3 2 A 3 A 
Tabla 5.27. Corrientes del sistema de cableado 
Siguiendo el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión (REBT) se han dimensionados los 
conductores de la forma que indica la Tabla 5.28. 
 
Conductor Sección Aislamiento I max REBT 
TIPO 1 10 mm2 XLPE 76 A 
TIPO 2 50 mm2 XLPE 250 A 
TIPO 3 1.5 mm2 PVC 21 A 
Tabla 5.28.Dimensionamiento del sistema de cableado 
Como se observa, se ha indicado la sección elegida para cada uno de los tipos de cableado 
y la naturaleza del aislante de los mismos. En la última columna se indica el valor de la 
corriente máxima admisible por el correspondiente conductor, dada su sección y 
aislamiento, según el REBT. 
 
DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO 
BASADO EN BATERÍAS Y SUPERCONDENSADORES PARA SU 
INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS 
AUTOR: Isaac Gil Mera 
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez 
 
 
 
 
 Escuela Técnica Superior de Ingenieros 132 
66.. RREEFFEERREENNCCIIAASS 
[1] Retegui, Rogelio Garcia; Benedetti, Mario; Petrocelli, Roberto; Wassinger, Nicolas; 
Maestri, Sebastian, “New Modulator for Multi-Phase Interleaved DC/DC Converters”, 
IEEE 2009. 
[2] SEMIKRON 
 http://www.semikron.com/ 
[3] SEMIKRON SEMISELTM 
 http://semisel.semikron.com/DriverSelectTool.asp 
[4] SEMIKRON IGBT Ultrafast SKM300GB125D 
 http://www.semikron.com/internet/ds.jsp?file=365.html 
[5] SEMIKRON DRIVERSELTM 
 http://www.semikron.com/internet/index.jsp?sekId=347 
[6] SEMIKRON Driver SKYPER 32 PROR 
 http://www.semikron.com/internet/webcms/online/pdf/SKYPER_32PRO_R_rev04.pdf 
[7] SEMIKRON Evaluation Board 1 SKYPER 32 PROR 
 http://www.semikron.com/internet/webcms/online/pdf/Board_1_SKYPER_32PRO_rev
 02.pdf 
[8] ARCOTRONICS GROUP 
 http://www.arcotronics.com/cms/index.php 
[9] ARCOTRONICS CAPACITORS C44U 
 http://www.arcotronics.de/produkte/power_electronics_capacitors/C44U_2007.pdf 
[10] SEMIKRON Application Note. PeakVoltage_Snubber