TESI

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DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS PEMFC 
 
Harrynson Ramírez Murillo 
 
Dipòsit Legal: T 681-2015 
 
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DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS
HÍBRIDOS PEMFC
TESIS DOCTORAL
Harrynson Ramírez Murillo
UNIVERSITAT ROVIRA Y VIRGILI 
DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS PEMFC 
Harrynson Ramírez Murillo 
DL: T 681-2015
Harrynson Ramírez Murillo
DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS
HÍBRIDOS PEMFC
TESIS DOCTORAL
Dirigida por
Dr. Javier Calvente y Dr. Alfonso Romero
Departament d’Enginyeria Electrònica, Elèctrica i Automàtica
Tarragona
2014
UNIVERSITAT ROVIRA Y VIRGILI 
DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS PEMFC 
Harrynson Ramírez Murillo 
DL: T 681-2015
Departament d’Enginyeria Electrònica, Elèctrica i Automàtica
Escola Tècnica Superior d’Enginyeria
Edifici L-1, 3a planta despatx 331
Avda. Paisos Catalans, 26
Campus Sescelades
43007 Tarragona España
Tel.: + 34 977 559 620
Fax: + 34 977 559 605
Nosotros, Javier Calvente y Alfonso Romero, profesores titulares del Departamento de In-
geniería Electrónica, Eléctrica y Automática de la Universidad Rovira i Virgili.
CERTIFICAMOS:
Que el presente trabajo titulado “Diseño, Supervisión y Control de Sistemas Híbridos PEMFC”,
presentado por Harrynson Ramírez Murillo para la obtención del título de Doctor, ha sido
realizado bajo nuestra dirección en el Departamento de Ingeniería Electrónica, Eléctrica y
Automática de esta Universidad y que cumple todos los requisitos para poder optar a dicho
título.
Tarragona, 15 de Diciembre de 2014.
............................................................ ............................................................
Francisco Javier Calvente Calvo, PhD. Alfonso José Romero Nevado, PhD.
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A mi madre Teresa Murillo Marín, por brindarme su apoyo incondicional no solo du-
rante esta gran experiencia, sino durante toda mi vida, dándome amor verdadero, cariño,
comprensión y amistad.
A mi padre Hernán Ramírez González, donde quiera que estés, siempre ocuparás un lugar
muy importante en mi mente y corazón...
“Amicus Plato, amicus Aristoteles, magis amica veritas.”
sir Isaac Newton (1643-1727).
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Agradecimientos
A mi familia, especialmente a mi madre Teresa Murillo y mi padre Hernán Ramírez por
su excelente ejemplo de sacrificio y esfuerzo para mí, que me inspira a ser mejor cada día y
me da las fuerzas necesarias para afrontar mis problemas siempre con optimismo. A mis tías
Martha Luci Murillo, Luz Mery Ramírez, Olga Ramírez y Gilma Ramírez, ya que gracias a
su apoyo pude culminar este trabajo.
A la familia Vélez Prieto, por su amistad, calidez, respeto entre muchos más valores
brindados lo agradezco inmensamente.
A Maritza Usma Herrera por todo su apoyo, comprensión y paciencia durante esta etapa
de mi vida.
A Oriola Lotero, que en paz descanse, Adenis Giraldo, Sandra Giraldo, Gustavo Adolfo
Murillo, mi segunda familia en Colombia, gracias por su apoyo.
A Cristian Arboleda y Jaime Castañeda, por aconsejarme en momentos difíciles y brin-
darme su apoyo pese a la distancia.
A mis amigos de Cartago, los cuales estimo mucho, Mauricio Molina, John Henrry Porras,
Gustavo Adolfo Murillo, Carlos Eduardo Ángel, Jhonny Eduardo Bedoya, Eliseo Robledo y
Andrés Felipe Bolívar gracias totales!!!
A Clara Inés Ortega, por todo su inmenso apoyo, comprensión y cariño durante mi
formación y posterior experiencia docente en la Universidad Tecnológica de Pereira, en el
Programa de Ingeniería Eléctrica.
Al M. Sc. Alfonso Alzate Gómez, por sus grandes consejos personales y profesionales en
mi formación durante mi formación en la Universidad Tecnológica de Pereira, en el Programa
de Ingeniería Eléctrica.
Al profesor Francisco Bolivar, por su apoyo durante mi formación en la Universidad
Tecnológica de Pereira.
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A la Dra. Sylvia Méndez Prince y al Dr. Freddy Flores Bahamonde, mis padres adoptivos
en Tarragona, muchas gracias por su inmenso apoyo, comprensión y amistad incondicional.
A Carlos Montoya Adrila, por su valiosa amistad y por todo lo aprendido y compartido.
Sin importar el lugar en el que nos encontremos, siempre podrás contar conmigo incondicio-
nalmente.
A Samara Tapia y Estefany Quintero, gracias por su amistad y gratos momentos com-
partidos. A pesar de haber sido corto dicho tiempo compartido, fueron unos momentos
maravillosos que siempre recordaré.
A mis amigos de Tarragona, los cuales han sido mi pilar durante esta experiencia, Natalia
Cortés, Valeria Montoya, Mauricio Muñoz, Jordi Pretel, Gemma Fuentes, José Luis Tobal,
Xavier Mora, Laury Eduarte y Ricardo Fernández graciaspor haberme brindado durante
este tiempo su cariño, comprensión y apoyo, siempre los llevaré en mi corazón.
Al Dr. Roberto Giral Castrillón, por sus consejos y conocimientos durante el doctorado.
A mis directores de tesis, el Dr. Alfonso Romero Nevado y el Dr. Javier Calvente Calvo,
por su paciencia, disponibilidad y aporte en la construcción de este trabajo.
Al Dr. Carlos Restrepo Patiño, por sus sabios consejos, motivación y amistad brindada
durante esta experiencia enriquecedora.
Al Dr. Carlos Torres Pinzón, por su gran amistad, apoyo en esta etapa de mi vida.
A mis compañeros de doctorado durante el transcurso de la tesis, Francisco Méndez
Díaz, la Dra. Sylvia Méndez Prince, el Dr. Freddy Flores Bahamonde, el Dr. Julián Peláez,
Laura Albiol Tendillo, la Dra. Reham Haroun Mohamed, Javier Corea Araujo, Adrià Marcos
Pastor, Mirko Bodetto, Antonio Martínez, Antonio Leon Masich, el Dr. Josep María Bos-
que y Héctor Zazo Jiménez, gracias por su apoyo, compañía, consejos y buenos momentos
compartidos. A los chicos del laboratorio en especial a Oriol Aviñó Salvado y Albert Teixidó
Ardèvol por brindarme su colaboración y experiencia en la construcción de los prototipos.
Al Dr. Luis Martínez Salamero por brindarme la oportunidad de realizar el doctorado
y a todo el personal del Departament d’Enginyeria Electrònica, Elèctrica i Automàtica de
la Universitat Rovira i Virgili que de una u otra forma hicieron parte en la construcción de
esta tesis.
Este trabajo de investigación ha sido apoyado por el Ministerio de Economía y Com-
petividad del Gobierno Español, bajo los proyectos CSD2009-00046, TEC2009-13172 y
TEC2012-30952.
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DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS
PEMFC
por
Harrynson Ramírez Murillo
Departament d’Enginyeria Electrònica, Elèctrica i Automàtica
Universitat Rovira i Virgili
Tarragona, 2014
Resumen
Este trabajo de investigación ha sido enfocado hacia el aprovechamiento de las similitudes
existentes entre la arquitectura de un satélite (paneles solares, baterías, unidad de control
de potencia, bus de alimentación en corriente continua, cajas de distribución, plataforma y
carga útil) y el diseño de una arquitectura eléctrica basada en pilas de combustible (FCs).
En esta última, las FCs sustituirán a los paneles solares, mientras que los dispositivos de
almacenamiento auxiliar (ASDs), unidad de control y buses seguirán existiendo adaptados
al nuevo contexto de cargas. Básicamente se pretende adaptar a estos sistemas basados en
FCs algoritmos de gestión de energía en estrategias, arquitecturas y herramientas utilizadas
en el ámbito espacial.
El elemento clave de las diferentes topologías híbridas (conjuntos conformados por FC,
ASD y convertidores conmutados dc-dc) analizadas, estudiadas e implementadas en este
estudio, es un convertidor modular buck-boost no inversor que presenta las siguientes carac-
terísticas: capacidad de elevar y reducir tensión, alta eficiencia y bajo rizado en sus corrientes
de entrada y de salida. Este módulo puede controlar su corrientes de entrada y de salida
con un amplio ancho de banda, lo cual facilita el diseño de los diferentes lazos de control y
protección requeridos por el control maestro, el cual será implementado digitalmente.
La tesis está organizada en 5 capítulos, de acuerdo a la siguiente distribución: En el
Capítulo 1 se hace una introducción al contenido de la tesis, presentando la motivación, el
estado del arte, los objetivos y la estructura de la tesis. En el Capítulo 2 se propondrá una
guía de diseño de un sistema FC híbrido serie (SH), incluyendo sus lazos de control y pro-
tección. Adicionalmente, se presenta el convertidor modular seleccionado, junto a su modelo
dinámico y estático. En el Capítulo 3 presentará una topología híbrida FC serie-paralelo
(SPH), la cual dio lugar al convertidor modular utilizado en este trabajo de investigación y
se muestra por primera vez en la topología para la cual ha sido diseñado. En el Capítulo 4
se describirá un sistema FC híbrido paralelo carga (PH), donde sus criterios de diseño e im-
plementación son similares a los desarrollados en los capítulos 2 y 3. Además, se propondrá
en este capítulo un análisis de eficiencias, tanto teórico como experimental, con la finalidad
comparar las diferentes topologías desarrolladas en esta tesis y, de este modo, poder esta-
blecer sus respectivas ventajas y desventajas ante diferentes perfiles de carga. Finalmente,
en el Capítulo 5 se presentarán las conclusiones de la tesis así como las futuras líneas de
investigación.
Directores de Tesis: Dr. Javier Calvente y Alfonso Romero, Universitat Rovira i Virgili
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DL: T 681-2015
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Índice general
1 Introducción 1
1.1 Motivación y estado del arte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.2 Objetivo y estructura de la tesis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.3 Lista de publicaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.3.1 Revistas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.3.2 Conferencias con presentación oral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.3.3 Posters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2 Gestión de la energía en un sistema dc basado en módulos buck-boost
controlados por corriente 9
2.1 Resumen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.2 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.3 Diseño del sistema FC híbrido serie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3.1 Dispositivo de almacenamiento auxiliar . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3.2 Limitación de la pendiente en la corriente de la FC . . . . . . . . . . . . 14
2.3.3 Capacitor del bus dc . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2.3.4 Convertidores dc-dc . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.3.5 Control maestro digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.4 Simulación y resultados experimentales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.4.1 Arranque y parada del sistema FC híbrido . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.4.2 Sistema híbrido FC ante transitorios de carga . . . . . . . . . . . . . . . 24
2.4.3 Protección del sistema FC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
2.4.4 Sistema FC utilizando la PEMFC Nexa de Ballard . . . . . . . . . . . . 30
2.5 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
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3 Gestión de la energía en un sistema híbrido FC serie-paralelo 35
3.1 Resumen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
3.2 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.3 Descripción del algoritmo de gestión de energía propuesto . . . . . . . . . . . . 44
3.4 Simulación y resultados experimentales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.4.1 Arranque y parada del sistema híbrido FC . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
3.4.2 Sistema híbrido FC ante transitorios de carga . . . . . . . . . . . . . . . 48
3.5 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
4 Comparativa entre sistemas híbridos PEMFC 53
4.1 Resumen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
4.2 Descripción del sistema híbrido FC paralelo carga y del algoritmo de gestión
energía propuesto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
4.3 Simulación y resultados experimentales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
4.3.1 Arranque y parada del sistema híbrido FC . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
4.3.2 Sistema híbrido FC ante transitorios de carga . . . . . . . . . . . . . . . 59
4.4 Análisis teórico de eficiencias de las topologías FC híbridas . . . . . . . . . . . 63
4.4.1 Topología FC híbrida serie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65
4.4.2 Topología FC híbrida paralelo carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
4.4.3 Topología FC híbrida serie-paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
4.4.4 Comparativa de eficiencias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
4.5 Comparativa experimental de eficiencias entre las topologías FC híbridas . . . 71
4.5.1 Perfiles de carga constante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
4.5.2 Perfiles de carga con ciclo de trabajo constante . . . . . . . . . . . . . . 73
4.5.3 Perfiles de carga que ocasionan diferentes rizados en vASD . . . . . . . . 73
4.6 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
5 Conclusiones de la tesis y futuras líneas de investigación 77
5.1 Contribuciones de la Tesis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77
5.2 Futuras líneas de investigación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78
A Sistemas de arranque para un convertidor buck-boost en un bus dc 81
A.1 Resumen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81
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A.2 Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81
A.3 Convertidor modular buck-boost propuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82
A.4 Red de arranque propuesta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84
A.5 Resultados experimentales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85
A.5.1 Arranque sin retraso en las consignas de corriente . . . . . . . . . . . . 86
A.5.2 Arranque sin señal de reloj externo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86
A.5.3 Arranque con la red propuesta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86
A.5.4 Red de arranque propuesta en modo buck . . . . . . . . . . . . . . . . . 88
A.6 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88
Bibliografía 91
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Índice de figuras
1-1 Diagrama de bloques general del sistema PEMFC. . . . . . . . . . . . . . . . 5
2-1 Topología híbrida serie simulada e implementada. . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2-2 Perfiles de carga Po(t), PFC(t) y PASD(t) empleados para calcular el
capacitor ASD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
2-3 Limitador de la pendiente de la corriente de la FC empleado para evitar el
fenómeno del agotamiento del oxígeno. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2-4 Diagrama de bloques de pequeña señal de la tensión del bus vo. . . . . . . . . 16
2-5 Diagrama de bloques en pequeña señal del convertidor y la interacción entre
sus lazos de corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2-6 Convertidor modular buck-boost propuesto y su respectivo control de
corriente: (a) Modelo para estudiar simulaciones de corta duración y (b)
diagrama de bloques para estudiar simulaciones de larga duración. . . . . . . 19
2-7 Circuito de la topología FC híbrida serie. Los elementos del sistema son la
FC o el emulador, un filtro de paso bajo de segundo orden, los convertidores
modulares 1, 2 y 3, los capacitores CASD y Co y la carga. El control maestro
regula las tensiones de entrada/salida de cada convertidor a través de
valores de corriente de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
2-8 Diagrama circuital del control maestro. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
2-9 Diagramas de bloques de los lazos de control y protección del sistema
híbrido FC serie: La tensión minima de la FC VFCmin y la tensión de
referencia del ASD VASD en (a) y (b) se encuentran limitada y regulada
respectivamente a través de igref1. (c) Lazo de protección de la tensión
máxima del ASD. (d) Lazo que regula la tensión de salida vo. (e) Lazo de
protección de la tensión mínima del ASD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
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2-10 Arranque y parada con una carga resistiva constante de 22.6 Ω. (a)
Simulación realizada en PSIM. (b) Medidas experimentales. CH1: Tensión
del bus dc vo (10 V/div), CH2: Tensión del ASD vASD (10 V/div),
CH3: Tensión de la FC vFC (10 V/div), CH4: Corriente de la FC
iFC (5 A/div), con una base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
2-11 Sistema FC bajo un perfil de carga pulsante, con IFC = 5.57A,
VASD = 50V y Vo = 48V de valores medios: (a) Simulación realizada en
PSIM. (b) Medidas experimentales. CH1: Tensión del bus
dc vo (200 mV/div, Acoplo AC), CH2: Tensión del ASD vASD (200 mV/div,
Acoplo AC), CH3: Corriente de salida io (5 A/div), CH4: Corriente de la FC
iFC (200 mA/div, Acoplo AC), con una base de tiempo de 4ms. . . . . . . . 26
2-12 Variaciones de carga de gran señal comprendidas entre 22.6 Ω y 2.4 Ω, con
una frecuencia de 0.5 Hz y ciclo de trabajo del 10 %, produciendo una carga
y descarga periódica del ASD. (a) Simulación realizada en PSIM. (b)
Medidas experimentales. CH1: Tensión del bus dc vo (500 mV/div, Acoplo
AC), CH2: Tensión del ASD vASD (20 V/div), CH3: Corriente de
salida io (10 A/div), CH4: Corriente de la FC iFC (5 A/div), con una base
de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
2-13 Cortocircuito controlado y circuito abierto en el bus dc con una duración
de 5 s en cada evento. (a) Simulación realizada en PSIM. (b) Medidas
experimentales. CH1: Tensión del bus dc vo (20 V/div), CH2: Tensión del
ASD vASD (2 V/div, Acoplo AC), CH3: Corriente de salida io (10 A/div),
CH4: Corriente de la FC iFC (10 A/div), con una base de tiempo de 4 s. . . 28
2-14 Variables principales durante la sobrecarga. (a) Simulación realizada en
PSIM. (b) Medidas experimentales. Tensión del bus dc vo (20 V/div),
tensión de la FC vFC (20 V/div), tensión del ASDvASD (20 V/div),
corriente de salida del ASD ioASD (20 A/div), corriente de entrada del ASD
iiASD (10 A/div), corriente de salida io (10 A/div), corriente de la FC iFC
(5 A/div), con una base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
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2-15 Sistema FC empleando la PEMFC Nexa en lugar de emplear el emulador de
pila de combustible. (a) Arranque y parada del sistema FC con una carga
constante resistiva de 22.6 Ω. CH1: Tensión del bus dc vo (10 V/div), CH2:
Tensión del ASD vASD (10 V/div), CH3: Tensión de la FC vFC (10 V/div),
CH4: Corriente de la FC iFC (5 A/div). (b) Variación de gran señal en la
carga entre 22.6 Ω y 2.6 Ω, con una frecuencia de 0.5 Hz y ciclo de trabajo
del 10 % que produce una carga y descarga periódica del ASD. CH1:
Tensión del bus dc vo (500 mV/div, Acoplo AC), CH2: Tensión del ASD
vASD (20 V/div), CH3: Corriente de salida io (10 A/div), CH4: Corriente de
la FC iFC (5 A/div), con igual base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . 31
3-1 Principales subsistemas de una PEMFC: (a) Unidad FC, (b) carga, (c)
humidificador, (d) sistema de ventilación,(e) bomba de aire, (f) controlador
de la FC, (g) tanque de hidrógeno, (h) control de la bomba de aire, (i) aire
de entrada, (j) aire de escape, (k) control de ventilación, (l) variables del
proceso monitorizadas, (m) válvula del hidrógeno de entrada, (n) control de
válvula de purga de hidrógeno, (o) purga de hidrógeno. . . . . . . . . . . . . . 37
3-2 Gráfica de Ragone que describe las tecnologías de almacenamiento de
energía en términos de la densidad de energía y de potencia. Las líneas
diagonales indican el tiempo relativo para obtener la carga dentro o fuera
del dispositivo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
3-3 Topología FC serie-paralelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
3-4 Principales estados de la topología FC serie-paralelo. . . . . . . . . . . . . . . 41
3-5 Circuito de la topología FC híbrida serie-paralelo. Los elementos del sistema
son la FC o el emulador, un filtro paso bajo de segundo orden, los
convertidores modulares 1, 2 y 3, los capacitores CASD y Co y la carga. El
control maestro regula las tensiones de entrada/salida de cada convertidor a
través de valores de corrientes de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
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3-6 Diagramas de bloques de control y de protección del sistema híbrido FC
serie-paralelo: La tensión mínima VFCmin y la tensión de referencia VASD de
(a) y (b) se encuentran limitadas y reguladas a través de igref1 y igref2. (c)
lazo de protección de la tensión máxima del ASD. (d) Lazo encargado de
regular la tensión de salida vo y (e) corresponde al lazo de protección de la
tensión mínima del ASD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
3-7 Arranque y parada con una carga resistiva constante de 20.3 Ω. (a)
Simulación realizada en PSIM. (b) Medidas experimentales. CH1: Tensión
del bus dc vo (10 V/div), CH2: Tensión del ASD vASD (10 V/div),
CH3: Tensión de la FC vFC (10 V/div), CH4: Corriente de la FC
iFC (5 A/div), con una base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
3-8 Topología SPH bajo un perfil de carga pulsante, con frecuencia de 100Hz y
ciclo de trabajo del 50 % y valores medios de vFC = 36.1V, IFC = 7.4A,
VASD = 50V y Vo = 48V. Las figuras (a), (c) y (e) corresponden a
simulaciones realizadas en PSIM. Las figuras (b), (d) y (f) corresponden a
medidas experimentales. Las principales variables son estudiadas son:
tensión de salida vo (2 V/div, Acoplo AC), corriente en la carga
iL (5 o 10 A/div), corrientes de entrada ig1 e ig2 (5 A/div), corrientes de
salida io1 e io3 (5 A/div), corriente de la FC iFC (2 A/div, Acoplo AC),
tensión del ASD vASD (2 V/div, Acoplo AC), con igual base de tiempo
de 4ms. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
3-9 Topología SPH ante variaciones de gran señal entre 20.3 Ω y 3.3 Ω, con una
frecuencia de 0.5 Hz y ciclo de trabajo del 10 %, cargando y descargando
periódicamente el ASD. Las figuras (a), (c) y (e) corresponden a
simulaciones realizadas en PSIM. Las figuras (b), (d) y (f) corresponden a
medidas experimentales. Las principales variables son: tensión de salida
vo (100 mV/div, Acoplo AC), corriente en la carga iL (10 A/div), corrientes
de entrada ig1 e ig2 (2 A/div), corrientes de salida
io1 e io3 (2 A/div y 10 A/div respectivamente), corriente de la FC
iFC (2 or 5 A/div), tensión del ASD vASD (10 V/div) con igual base de
tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
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4-1 Circuito de la topología FC híbrida paralelo carga. Los elementos del
sistema son la FC o el emulador, un filtro paso bajo de segundo orden, los
convertidores modulares 1, 2 y 3, los capacitores CASD y Co y la carga. El
control maestro regula las tensiones de entrada/salida de cada convertidor a
través de valores de corrientes de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
4-2 Diagramas de bloques de los lazos de control y protección del sistema
híbrido FC paralelo carga: La tensión minima de la FC VFCmin y la tensión
de referencia del ASD VASD en (a) y (b) se encuentran limitada y regulada
respectivamente a través de igref1. (c) Lazo de protección de la tensión
máxima del ASD. (d) Lazo que regula la tensión de salida vo. (e) Lazo de
protección de la tensión mínima del ASD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
4-3 Medida experimental del tiempo requerido para que el ACC salga de su
saturación en el caso de máxima eficiencia (Imin = 0 A). (a) Tiempo
requerido en salir de la saturación el PI que regula ig2. (b) Tiempo
requerido en salir de la saturación el PI que regula io3. CH1: Corriente de
referencia de entrada del convertidor 2 igref2 (1 V/div), CH2: Corriente de
entrada del convertidor 2 ig2 (5 A/div), CH3: Corriente de referencia de
salida del convertidor 3 ioref3 (1 V/div), CH4: Corriente de salida del
convertidor 3 io3 (5 A/div), con una base de tiempo de 1ms. . . . . . . . . . 56
4-4 Inestabilidad presente en el lazo de tensión de vo para ∆VASDref = 2V e
iL = 4A. CH1: Tensión del bus dc (200 mV/div, Acoplo AC), CH2: Tensión
del ASD (10 V/div), CH3: Corriente de entrada del convertidor
2 ig2 (2 A/div), CH4: Corriente de salida del convertidor 3 io3 (2 A/div),
con una base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
4-5 Diagrama de bloques modificado del lazo que regula vo (Imin = 1.8 A). . . . 58
4-6 Arranque y parada con una carga resistiva constante de 20 Ω. (a)
Simulación realizada en PSIM. (b) Medidas experimentales. CH1: Tensión
del bus dc vo (10 V/div), CH2: Tensión del ASD vASD (10 V/div),
CH3: Tensión de la FC vFC (10 V/div), CH4: Corriente de la FC
iFC (5 A/div), con una base de tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
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4-7 Topología PH bajo un perfil de carga pulsante, con frecuencia de 100Hz y
ciclo de trabajo del 50 % y valores medios de vFC = 36.0V, IFC = 12.6A,
VASD = 50V y Vo = 48V. (a) Simulación realizada en PSIM. (b) Medidas
experimentales. CH1: Tensión del bus dc vo (500 mV/div, Acoplo AC),
CH2: Corriente de entrada ig2 (5 A/div), Corriente de salida io3 (5 A/div),
CH4: Corriente en la carga iL (10 A/div),con una base de tiempo de 4ms. . . 61
4-8 Topología PH ante variaciones de gran señal entre 20.3 Ω y 3.2 Ω, con una
frecuencia de 0.5 Hz y ciclo de trabajo del 10 %, cargando y descargando
periódicamente el ASD. Las figuras (a) y (c) corresponden a simulaciones
realizadas en PSIM. Las figuras (b) y (d) corresponden a medidas
experimentales. Las principales variables son: tensión de salida
vo (500 mV/div, Acoplo AC), corriente en la carga iL (10 A/div), corriente
de entrada ig2 (5 A/div), corriente de salida io3 (10 A/div), corriente de la
FC iFC (5 A/div), tensión del ASD vASD (10 V/div) con igual base de
tiempo de 2 s. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
4-9 Perfiles de potencias Po(t) , PASD(t) y PFC(t) empleados para realizar la
comparación de eficiencias entre las diferentes arquitecturas FC estudiadas. . 64
4-10 Topología híbrida serie empleada para determinar teóricamente su eficiencia. . 65
4-11 Topología híbrida paralelo carga empleada para determinar teóricamente su
eficiencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
4-12 Perfiles de potencias PASDD(t) y PASDC(t) que corresponden a las potencias
instantáneas de carga y descarga respectivamente. . . . . . . . . . . . . . . . 67
4-13 Topología híbrida serie-paralelo carga empleada para determinar
teóricamente su eficiencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . 68
4-14 Perfil de potencia PFCL(t) que corresponde al convertidor que se encuentra
entre la FC y el bus dc en la topología serie-paralelo. . . . . . . . . . . . . . . 69
4-15 Eficiencias teóricas de las topologías híbridas FC serie, paralelo carga y
serie-paralelo, las cuales corresponden a ηS , ηP y ηSP . . . . . . . . . . . . . . 71
4-16 Eficiencias de las topologías híbridas FC serie, paralelo carga y serie-paralelo
para perfiles de carga constante Po(t) = Poavg. . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
4-17 Eficiencias de las diferentes topologías híbridas FC para perfiles de carga Po
con ciclo de trabajo D = 0.3 y una frecuencia de f = 1/T = 100 Hz. . . . . 74
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4-18 Eficiencias de las topologías híbridas FC estudiadas en esta tesis para
perfiles de carga con ciclo de trabajo D variable y una frecuencia constante
de f = 100 Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
4-19 Eficiencias de las topologías híbridas FC para perfiles de potencia con ciclo
de trabajo D variable y una frecuencia constante de f = 5 Hz. . . . . . . . . 76
4-20 Eficiencias de las topologías híbridas FC para perfiles de potencia con ciclo
de trabajo D variable y una frecuencia constante de f = 0.5 Hz. . . . . . . . 76
A-1 Modelo dinámico del convertidor modular buck-boost empleado en este
trabajo de investigación junto a su respectiva red de arranque propuesta. . . . 83
A-2 Medidas experimentales del arranque del convertidor modular en modo
boost sin retraso en sus consignas de corriente. CH1: Pulsos de boost en el
driver u1Driver (5 V/div), CH2: Pulsos de buck en el driver u2Driver
(5 V/div), CH3: Tensión del condensador intermedio vc (10 V/div),
CH4: Señal de Reloj Externo (5 V/div), con una base de tiempo de 100µs. . 85
A-3 Arranque del convertidor modular utilizado en esta tesis en modo boost sin
señal de reloj externo. CH1: Pulsos de boost en el driver u1Driver (5 V/div),
CH2: Pulsos de buck en el driver u2Driver (5 V/div), CH3: Tensión del
condensador intermedio vc (50 V/div), CH4: Enable (5 V/div), con una
base de tiempo de 200µs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86
A-4 Variables principales durante el arranque del convertidor modular en modo
boost con la red de arranque propuesta. Pulsos de boost en el driver
u1Driver (5 V/div), pulsos de buck en el driver u2Driver (5 V/div), tensión
del condensador intermedio vc (10 V/div), tensión de salida vo (10 V/div),
Señal de Reloj Externo (5 V/div), corriente de entrada del convertidor ig
(5 A/div), con una base de tiempo de 100µs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
A-5 Arranque del convertidor modular en modo buck con la red de arranque
propuesta. Pulsos de boost en el driver u1Driver (5 V/div), pulsos de buck
en el driver u2Driver (5 V/div), tensión del condensador intermedio vc
(10 V/div), tensión de salida vo (10 V/div), Señal de Reloj Externo
(5 V/div), corriente de entrada del convertidor ig (5 A/div), con bases de
tiempo de 20µs en (a) y de 100µs en (b). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89
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Índice de tablas
2.1 Especificaciones del sistema FC SH. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.2 Parámetros de los lazos del control maestro de la topología híbrida serie. . . . . 23
3.1 Recopilación de los principales sistemas FC híbridos serie-paralelo. . . . . . . . 42
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Glosario
Notaciones
x(t) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Variable de tiempo continuo
x(t) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Variable promediada
∆x . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transitorio máximo de una variable
X . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Variable en estado estacionario
G(s) . . . . . . . . . . . Función de transferencia general en el dominio de Laplace
G(z) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Función de transferencia general en el dominio z
| · | . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Valor absoluto
Unidades
A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . amperio
F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . faradio
Hz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . hercio
Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ohmio
W . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . vatio
V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . voltio
rad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . radián
s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . segundo
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Acrónimos
ACC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Control Modo Corriente Promedio
ASD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dispositivo de Almacenamiento Auxiliar
DAC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Conversor Digital-Analógico
DG . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Generación Distribuida
DOH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grado de Hibridación
DSC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Controlador de Señal Digital
ECSS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Cooperación Europea por la Estandarización Espacial
EMC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Compatibilidad Electromagnética
ESR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Resistencia Equivalente Serie
FC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pila de Combustible
MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transistor de Efecto de Campo Metal-Óxido-Semiconductor
PEMFC . . . . . . . . . . . . . . . . .Pila de Combustible de Membrana de Intercambio de Protones
PH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Híbrido Paralelo
PI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Acción Proporcional-Integral
SH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Híbrido Serie
SOC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Estado de Carga
SPH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Híbrido Serie-Paralelo
SR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .Pendiente
SS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Espacio de Estados Promediado
UPS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Sistemas de Alimentación Ininterrumpida
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Capítulo 1
Introducción
En este capítulo se hace una introducción al contenido de la tesis, presentando la moti-
vación, el estado del arte, los objetivos y la estructura de la tesis.
1.1. Motivación y estado del arte
La recopilación de trabajos de Cuk y Middlebrook [1] es sin duda uno de los documentos
más relevantes en el campo de la electrónica de potencia. El primer volumen trata fundamen-
talmente sobre el modelado y el análisis de convertidores conmutados. El segundo volumen,
con 14 artículos está dedicado al convertidor de topología óptima o convertidor de Cuk, el
cual es una estructura de convertidor conmutado dc-dc extremadamente versátil. Topoló-
gicamente es una estructura que se deriva de la buck-boost convencional y permite tanto
elevar como reducir tensión de forma modular. Su versión no aislada es inversora y, al igual
que el convertidor buck-boost modular que será empleado en este trabajo de investigación,
posee corrientes de entrada y de salida continuas. El condensador intermedio, en el cual fluye
toda energía entre la entrada y salida, junto al stress existente en los interruptores son los
principales puntos débiles y penalizan fuertemente la eficiencia del convertidor modular que
será utilizado en esta tesis. En los trabajos de Cuk se ha empleado el amortiguamiento del
condensador intermedio, se han acoplado los inductores de entrada y de salida, se ha estu-
diado el modo discontinuo y se ha desarrollado una versión con aislamiento galvánico. Todo
estas modificaciones se han realizado con la finalidad de permitir el diseño de convertidores
de mayor potencia y rendimiento, con un amplio ancho de banda. Como paso previo a la
obtención de su convertidor de topología óptima, Cuk presenta la conexión en cascada del
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convertidor elevador con el convertidor reductor a la que se ha denominado, por ejemplo,
boost-buck, Split-pi o buck-boost no inversor.
Las interesantes prestaciones que ofrece la etapa de potencia presentada como Split-
pi (British Patent GB2376357B) han hecho que sea comercializada por la empresa Green
Energy Technologies como "High Efficiency ’SPLIT-PI’ Bi-lateral Universal non-isolated
DC-DC Converter” [2], pese sus limitaciones dinámicas en su uso como elevador de tensión.
La versión unidireccional mejorada con carga resistiva publicada en [3] y [4] que añade una
red de amortiguamiento al condensador intermedio y acopla magnéticamente los inducto-
res, presenta las mismas ventajas en cuanto a eficiencia y continuidad de las corrientes de
entrada y salida pero con una sustancial mejora en su respuesta dinámica puesto que puede
conseguirse que, en modo elevador, ninguna de sus funciones de transferencia respecto a las
variables de control sea de fase no mínima.
En sus artículos, Cuk y Middlebrook llegan a acoplar magnéticamente los inductores
del convertidor al que denominan “cascaded boost-buck” pero con un acopolo perfecto, sin
plantearse el amortiguamiento del condensador que sí proponen en el contexto de la estabi-
lización de filtros de entrada y sin darse cuenta de las posibilidades de desplazar ceros desde
el semiplano complejo derecho al izquierdo en las funciones de transferencia que ofrece el
acoplo magnético. Seguramente el mayor número de elementos requeridos para implementar
los conmutadores del buck-boost no inversor hizo decantarse en su época a Cuk y Middle-
brok por patentar y desarrollar al máximo el “convertidor de topología óptima”. Hoy en día,
las mejoras en cuanto a costos y prestaciones de los semiconductores de potencia y drivers
integrados probablemente harían que reconsiderasen su decisión.
Naturalmente la búsqueda de estructuras versátiles no acaba con Cuk y Middlebrook,
sino que hay diversos autores que han realizado contribuciones a lo largo de los años que se
centran en modificaciones del convertidor de Cuk [5,6], del buck-boost [7], o de estructuras en
semipuente [8], y de puente completo [9], aunque quizás la mas interesantes sean la “standard
multiple application regulator topology” utilizada por la Agencia Espacial Europea [10]
obtenida de la conexión en cascada de una etapa buck y un push-pull o sus variantes de
corriente de entrada continua [11].
Otros autores han hecho también contribuciones interesantes como la propuesta del con-
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vertidor dc-dc buck boost multinivel unidireccional [12] en la que la técnica multinivel se
propone como una forma de reducir el stress con una menor tensión en los interruptores
para mejorar la eficiencia, a expensas de incrementar el número de dichos interruptores y
aumentar la complejidad del control.
En [13] se emplea un convertidor “current-fed push-pull” con control independiente de las
ramas que permite obtener un comportamiento elevador-reductor con aislamiento galvánico,
pero con el inconveniente de que en modo reductor es discontinua la corriente de entrada y
en modo elevador lo es la corriente de salida.
También resulta interesante la propuesta de [14] en la que se propone una estructura
boost-book de inductor partido (tapped inductor) con acoplo magnético perfecto para im-
plementar un rectificador con corrección del factor de potencia en el que la recfificación se
realiza con un puente de diodos. Se propone la utilización de una estructura que permite
elevar y reducir tensión y se utiliza una técnica de generación de las señales de control muy
similar a la utilizada en [3]. Sin embargo, no resuelve los inconvenientes de ceros en el se-
miplano complejo derecho ni la discontinuidad presente en las corrientes de entrada y de
salida.
En los últimos años se está asistiendo a una búsqueda decidida de fuentes de energía
que supongan una alternativa real al uso de combustibles fósiles. Con ello se intenta, por
un lado, disminuir la dependencia económica de unos recursos cada vez más escasos y que
se deben ir a buscar más allá de las fronteras de los principales países consumidores y, por
otro lado, reducir la contaminación que supone el uso de los ya mencionados combustibles
fósiles [15].
Como una de las opciones fundamentadas figuran el uso de pilas de combustible (Fuel
Cells, FCs) que utilicen hidrógeno, que puede ser generado a partir del agua utilizando
fuentes de energías renovables o que puede ser obtenido de fuentes poco contaminantes como
el gas natural [16]. Otro combustible prometedor es el metanol [17] que se está utilizando
de forma directa o es reformado para obtener hidrógeno.
Existen otras aplicacionesen las que el uso de pilas de combustible como fuente de
energía principal puede resultar adecuado, por ejemplo: vehículos en general (submarinos,
barcos, aviones, etc.), sistemas de alimentación ininterrumpida (Standby Power Systems,
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UPS) [18], grupos electrógenos (por ejemplo hospitales de campaña, equipos de comunica-
ciones portátiles, etc.) [19], en sustitución de baterías en equipos de electrónica de consumo
(telefonía móvil, ordenadores portátiles, etc.) [20].
1.2. Objetivo y estructura de la tesis
Aunque la investigación básica en pilas de combustible (desarrollo de nuevos materiales,
electrodos, membranas, electrolitos, etc.) ha experimentado en los últimos años un notable
desarrollo y podría decirse que las aplicaciones de las mismas se encuentran en fase inicial.
Existe una similitud entre la arquitectura eléctrica de un satélite (paneles solares, ba-
terías, unidad de control de potencia, bus de alimentación en corriente continua, cajas de
distribución, plataforma y carga útil) y el diseño de una arquitectura eléctrica basada en
pilas de combustible. En esta arquitectura, las pilas de combustible sustituirían a los paneles
solares, mientras que las baterías, unidad de control y buses seguirían existiendo adapta-
dos al nuevo contexto de cargas. Otros aspectos tales como la gestión térmica o control
de orientación y telemetría serían sustituidos por sistemas análogos (control de humedad y
temperatura, control de los flujos de gases, etc.). En base a esto, el objetivo principal de esta
tesis consiste en explotar el paralelismo observado entre los sistemas de gestión y genera-
ción de energía en satélites y aquellos sistemas construidos a partir de pilas de combustible.
Básicamente se pretende la adaptación a estos últimos de algoritmos de gestión de energía,
estrategias, arquitecturas y herramientas utilizadas en el ámbito aeroespacial.
Para facilitar el cumplimento del objetivo princial, se diseñarán, construirán y evaluarán
tres arquitecturas básicas para la interconexión entre cargas, pilas, sistemas de almacena-
miento y los convertidores asociados. Se determinará cuál de las topologías consideradas,
que son serie, paralelo carga y serie-paralelo, ofrece mejores prestaciones (rendimiento, stress
en la pila, complejidad, etc.) frente a perfiles de carga variados. A partir del diagrama de
bloques general del sistema de la Figura 1-1 se obtienen las siguientes conexiones:
Conexión serie: Requiere de los convertidores B y C. Se requiere del convertidor E
en caso de que se presente regeneración. No existen los convertidores A, D y F [21].
Conexión paralelo carga: Requiere de los convertidores A, C y E. No existen los
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PEMFC
dc-dc A
ASD
dc-dc C
dc-dc E
Cargadc-dc B
dc-dc D
dc-dc F
Figura 1-1: Diagrama de bloques general del sistema PEMFC.
convertidores B, D y F [22,23].
Conexión paralelo fuente: Requiere de los convertidores A, B y D. No existen los
convertidores C y E. Se requiere del convertidor F en caso de que exista regeneración.
Esta topología no ha sido incluida en este estudio, debido a que el rango de tensiones
de trabajo de la FC empleada es inferior a la tensión del bus DC y una se realiza una
conexión más eficiente del ASD en el nodo de mayor tensión [24].
Conexión serie-paralelo: Requiere de los convertidores A, B y C. Se requiere del
convertidor E en caso de que se presente regeneración. No existen los convertidores D
y F [25].
En el sistema de bus dc propuesto en la Figura 1-1 se requiere de la comprobación
experimental de la interconexión y regulación de los diferentes módulos unidireccionales
empleados. Esta interconexión implica la puesta en paralelo y antiparalelo de dichos módulos,
así como la regulación de la tensión y corriente de entrada de alguno de ellos, además de la
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corriente y tensión de salida que son necesarias en otros módulos.
El parámetro fundamental a evaluar en las diferentes arquitecturas consideradas, consiste
en el análisis de eficiencias propuesto en [26] y con la finalidad de acotar el trabajo de
investigación, la potencia promedio del sistema FC será de 512 W y los análisis teóricos serán
validados mediante simulación y experimentalmente en un bus dc de 48 V, con posibilidad de
consumos pulsantes de hasta 1500 W que serán extraídos del Dispositivo de Almacenamiento
Auxiliar (Auxiliary Storage Device, ASD).
Con la finalidad de la consecución de los objetivos planteados anteriormente, la tesis se
organiza de la siguiente forma:
En el Capítulo 2 se propone una guía de diseño de un sistema FC híbrido serie (Se-
ries Hybrid, SH), incluyendo sus lazos de control y protección, con la finalidad de evitar el
problema del agotamiento del oxígeno. Adicionalmente, se presenta el convertidor modular
seleccionado, junto a su modelo dinámico y estático, como elemento clave para evitar el
empleo de algoritmos complejos en el control maestro, el cual ha sido implementado digital-
mente. Los resultados experimentales y simulación presentados en este capítulo validan los
análisis teóricos en un bus dc de 48 V, 1500 W.
El Capítulo 3 presenta una topología híbrida FC serie-paralelo (Serial-Parallel, SPH), la
cual dio lugar al convertidor modular utilizado en este trabajo de investigación y se muestra
por primera vez en la topología para la cual ha sido diseñado. Por otra parte, se muestra
una detallada descripción acerca del diseño del algoritmo de gestión de energía utilizado.
De manera similar al capítulo anterior, se presentan resultados tanto de simulación como
experimentales que verifican el desarrollo teórico realizado en un bus dc de 48 V y 1200 W.
En el Capítulo 4 se describe un sistema FC híbrido paralelo carga (Parallel, PH), junto a
sus respectivos lazos de control y protección, donde sus criterios de diseño e implementación
son similares a los desarrollados en los capítulos 2 y 3. Además, se propone un análisis de
eficiencias, tanto teórico como experimental, con la finalidad comparar las diferentes topo-
logías desarrolladas en esta tesis y, de este modo, poder establecer sus respectivas ventajas
y desventajas ante diferentes perfiles de carga.
Finalmente, el Capítulo 5 presenta las conclusiones de la tesis y las futuras líneas de
investigación sugeridas.
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1.3. Lista de publicaciones
Las principales contribuciones de este proyecto se muestran en las siguientes publicaciones:
1.3.1. Revistas
I H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Energy mana-
gement dc system based on current-controlled buck-boost modules”, IEEE Transactions
on Smart Grid, vol. 5, no. 5, pp. 2644–2653, Sept 2014.
II H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Energy ma-
nagement of a Fuel Cell Serial-Parallel Hybrid System”, to be published in IEEE Tran-
sactions on Industrial Electronics, 2015.
1.3.2. Conferencias con presentación oral
I H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Sistemas de
Arranque para un Convertidor Buck-Boost en un Bus DC (Spanish)”, Accepted in the
Seminario Anual de Automática, Electrónica e Instrumentación SAAEI 2012, Univer-
sity of Minho, Guimaraẽs, Portugal, 11-13 Jul. 2012.
II H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Energy ma-
nagement of a Fuel Cell Serial-Parallel Hybrid System”, Accepted in 11th International
Multi-Conference on Systems, Signals y Devices (IEEE SSD 2014), Universitat Politèc-
nica de Catalunya,Castelldefels, Spain, 11-14 Feb. 2014.
III F. Mendez-Diaz, H. Ramirez-Murillo, A. Romero, J. Calvente , and R. Giral, “Control
en Modo de Deslizamiento de la Tensión de Entrada del Convertidor Buck-Boost Ver-
sátil para Aplicaciones Fotovoltaicas (Spanish)” Accepted in the Seminario Anual de
Automática, Electrónica e Instrumentación SAAEI 2014, Tangier, Morroco, 25-27 Jun.
2014.
IV J. Calvente, H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, E. Vidal-Idiarte, and R. Giral, “Multi-
sampled Average Current Control of Switching Power Converters”, Submitted in the 16th
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IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT 2015), Seville, Spain,
17-19 Mar. 2015.
V F. Mendez-Diaz, H. Ramirez-Murillo, A. Romero, J. Calvente , and R. Giral, “Input
Voltage Sliding Mode Control of the Versatile Buck-Boost Converter for Photovoltaic
Applications” Submitted in the 16th IEEE International Conference on Industrial Tech-
nology (ICIT 2015), Seville, Spain, 17-19 Mar. 2015.
1.3.3. Posters
I H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Start-Up Sys-
tem for a Buck-Boost Converter in a dc Bus”, Graduated Student Meeting on Electronic
Engineering, Tarragona, Spain, 21-22 Jun. 2012.
II H. Ramirez-Murillo, C. Restrepo, J. Calvente, A. Romero, and R. Giral, “Energy Ma-
nagement dc System Based on Current-Controlled Buck-Boost Modules”, Graduated
Student Meeting on Electronic Engineering, Tarragona, Spain, Jun. 2013.
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Capítulo 2
Gestión de la energía en un sistema
dc basado en módulos buck-boost
controlados por corriente
2.1. Resumen
En este capítulo se presenta una guía de diseño de un sistema híbrido de pila de combus-
tible, incluyendo sus lazos de control y protección. Este sistema híbrido está conformado por
una FC, un ASD y la carga. Las principales ventajas del convertidor elegido son su propie-
dad de poder elevar y reducir tensiones, alta eficiencia y su bajo rizado en sus corrientes de
entrada y de salida, lo cual le permite ser ubicado en cualquier posición del sistema. Adicio-
nalmente, al emplear el mismo módulo en todos los convertidores del sistema, se simplifican
las tareas de diseño y construcción. Los análisis teóricos se verifican mediante simulación y
validación experimental en un bus dc de 48 V y 1500 W.
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2.2. Introducción
La generación centralizada coexiste hoy en día con una nueva tendencia que viene dada
por consideraciones ambientales y flexibilidad topológica. Este nuevo modelo se conoce como
generación distribuida (Distributed Generation, DG) y se caracteriza por un tamaño de
generación pequeño. El equipo de generación es usualmente renovable o, al menos, presenta
características similares a dichos sistemas amigables con el medio ambiente [27, 28]. Los
sistemas conformados por pilas de combustible de membrana de intercambio de protones
(Proton Exchange Membrane Fuel Cell, PEMFC) son buenos candidatos para suministrar
energía eléctrica en sistemas DG [29], entornos residenciales [30], vehículos eléctricos [31,32]
y aplicaciones en buses dc [33].
Sin embargo, la corta vida útil de las PEMFCs representa una limitación importante pa-
ra su comercialización en aplicaciones estacionarias y móviles [34,35]. La literatura muestra
posibles causas de degradación de potencia en las pilas de combustible tales como la corro-
sión y contaminación de sus componentes, manejo pobre del agua, rizado en su corriente y
agotamiento del oxígeno [36]. Una unidad PEMFC es un sistema complejo que requiere de
un sistema de control de potencia para garantizar su segura, confiable y eficiente operación
en diferentes puntos de trabajo. Es importante mantener la membrana suficientemente hú-
meda para mejorar el desempeño y la vida útil de la PEMFC. Para reducir los problemas
asociados a la humedad o sequedad en una PEMFC, se emplea en [37] un convertidor boost
en cascada con un buck para seleccionar su punto más apropiado de operación. En [38] se
diseña y se analiza un convertidor dc-dc aislado, controlado por ángulo de fase y ciclo de
trabajo, para limitar de forma favorable el rizado de su corriente de la FC y así prolongar
su vida útil.
Una unidad PEM es considerada lenta debido a que su dinámica se encuentra limitada
por los dispositivos mecánicos, principalmente el compresor, que proporciona el flujo de
oxígeno hacia el cátodo. Como consecuencia de esta limitación en su respuesta dinámica, un
transitorio en la carga podría causar una gran caída de tensión de corta duración, la cual
es un indicador del agotamiento del oxígeno y podría ser peligrosa para la PEMFC [39]. La
prevención de este fenómeno no deseado ha sido tratada mediante dos enfoques. El primero
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se enfoca en el control del flujo de aire a través de un modelo de control predictivo [40–43].
Una desventaja de esta estrategia es que la dinámica del compresor de aire es más lenta
que las variaciones en la corriente de carga. Esto imposibilita evitar huecos en la relación
de oxígeno ante transitorios de gran señal y larga duración [41], lo cual puede llevar al
fenómeno del agotamiento del oxígeno. El segundo enfoque emplea baterías, condensadores
u otros ASDs para asegurar una respuesta rápida ante cualquier transitorio de carga. Estos
sistemas evitan el fenómeno de el agotamiento del oxígeno al limitar la pendiente o razón de
cambio (Slew-Rate, SR) de la corriente de la FC a través de convertidores controlados por
corriente [44]. Este conjunto de elementos es conocido como sistema FC híbrido y respalda
la operación de la FC [26].
En [45, 46] se emplea una etapa conformada por un convertidor boost para regular la
tensión de un bus dc y limitar la SR de la corriente de la FC. Este sistema híbrido requiere
de un ASD sobredimensionado para responder ante transitorios rápidos de carga y un cir-
cuito adicional capaz de limitar la pendiente de la corriente de la FC durante su arranque y
parada. En este capítulo se propone una topología SH, la cual se muestra en la Figura 2-1,
para prevenir el problema del agotamiento del oxígeno. Esta topología reduce el tamaño del
ASD e incrementa el ancho de banda del lazo de regulación de tensión del bus dc vo. El
elemento clave en esta topología es el convertidor buck-boost no inversor mencionado en [3],
junto al control de corriente propuesto en [4] y mejorado en [47]. El empleo de este conver-
tidor modular se presenta por primera vez en este capítulo. Las principales características
de dicho convertidor modular son: su capacidad de elevar y reducir tensión, alta eficiencia y
bajo rizado en sus corrientes de entrada y salida. Este módulo puede controlar su corrientes
de entrada y de salida con un amplio ancho de banda, lo cual facilita el diseño de los dife-
rentes lazos de control y protección requeridos por el control maestro. Gracias a todas estas
características, este módulo puede ser ubicado en cualquier posición de los convertidores del
sistema híbrido fuel cell que se muestra en la Figura 2-1. Debido a que cada convertidor
tiene su propio control analógico de corriente de bajo nivel, pueden ser diseñados indepen-
dientemente los principales lazos de control para vo, vASD e iFC , evitándose de esta forma el
empleo de algoritmos complejos en el control maestro, tales como los presentados en [48–50].
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FC CargaASDdc-dc dc-dc Co
iFC iiASD ioASD io iL+ + +
vFC vASD vo
Figura 2-1: Topología híbrida serie simulada e implementada.
La etapa de control maestro puede ser diseñada e implementada tanto de forma analó-
gica [51] como digital [52]. La creciente importancia en la capacidad de procesado va de la
mano con las técnicas de control digital y disminución de costos [53]. Las principales ventajas
de la implementación de un control digital sobre un analógico son su inmunidad al ruido,
más compacto, menor peso y flexibilidad de programación. Todas estas ventajas permiten
un simplificado diseño e implementación de varias tareas de control y protección del sistema
de la Figura 2-1.
El procedimiento de diseño y la implementación digital del controlador maestro, junto
con la selección de los diferentes elementos que conforman el sistema FC de la Figura 2-1 se
presentan en la sección 2.3 de este capítulo. Posteriormente, en la sección 2.4 se muestran y se
comparan tanto resultados experimentales como de simulación. Finalmente, las principales
conclusiones de este capítulo, se encuentran resumidas en la sección 2.5.
2.3. Diseño del sistema FC híbrido serie
2.3.1. Dispositivo de almacenamiento auxiliar
Como ha sido mencionado anteriormente, la dinámica de una PEMFC es lenta y, ante
un transitorio rápido aplicado en la carga, podría ocasionar el fenómeno no deseado del ago-
tamiento del oxígeno. Se ha elegido un capacitor electrolítico CASD, en lugar de una batería,
debido a que su mayor tasa de carga y descarga mejora el comportamiento del sistema híbri-
do FC. El comportamiento experimental ideal de la Figura 2-2 se utiliza para dimensionar
la energía a almacenar requerida, el cual es un caso donde se presenta la limitación en SR en
la corriente de la FC. El diseño se basa en una variación de potencia del perfil de carga Po
entre cero y la potencia máxima suministrada por la FC PFCmax, la cual inicialmente debe
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ser entregada por CASD, debido a que la FC requiere de un convertidor dc-dc controlado
por corriente que limite su potencia PFC y la pendiente de su corriente iFC . Según la me-
nor razón de cambio en la corriente de la FC SRFCu de la Tabla 2.1, donde se encuentran
las especificaciones del sistema FC SH, se muestra un tiempo de incremento de potencia
TFCu de 2 s en la Figura 2-2. Similarmente, ante una variación de carga comprendida entre
PFCmax y cero, se requiere suficiente energía almacenada en el capacitor para garantizar un
tiempo de decremento de potencia TFCd de 0.5 s, tal como se muestra en la Figura 2-2. En la
Tabla 2.1se presentan los valores máximos, mínimos y de referencia para los lazos regulan las
tensiones de los diferentes puertos en la arquitectura FC propuesta. Los anchos de banda de
dichos lazos de tensión se han determinado a partir de un análisis en frecuencia empleando
la herramienta de MATLAB SISO tool. Adicionalmente, se muestran las potencias máximas
en la FC y en la carga, corrientes máximas en los convertidores y capacidades obtenidas
para el ASD y el bus dc.
t [s]
t [s]
t [s]
PFC(t) [W ]
PASD(t) [W ]
0
0
0
PFCmax
E1
E2TFCu = 2 s
TFCd = 0.5 s
Po(t) [W ]
PFCmax
PFCmax
−PFCmax
Figura 2-2: Perfiles de carga Po(t), PFC(t) y PASD(t) empleados para calcular el capacitor
ASD.
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El valor del capacitor electrolítico se calcula considerando los intervalos de descarga y
carga, los cuales corresponden a las energías E1 y E2 respectivamente:
|E1| = PFCmax TFCu
2 ≤ CASD(V 2
ASDref−V 2
ASDmin)
2
|E2| = PFCmax TFCd
2 ≤ −CASD(V 2
ASDref−V 2
ASDmax)
2
(2.1)
Tabla 2.1: Especificaciones del sistema FC SH.
Parámetro Valor Unidades Descripción
VFCmin 32.0 V Tensión mínima de la FC
VFCmax 51.2 V Tensión máxima de la FC
Voref 48.0 V Tensión de referencia en el bus dc
VASDref 50.0 V Tensión de referencia del ASD
VASDmin 25.0 V Tensión mínima del ASD
VASDmax 57.0 V Tensión máxima del ASD
−SRFCd -32.0 A/s Máxima pendiente en la corriente de la FC
SRFCu 8.00 A/s Mínima pendiente en la corriente de la FC
Pomáx 1.50 kW Máxima potencia pico de salida
PFC máx 500 W Máxima potencia pico de la FC
Co 2.350 mF Capacidad del bus dc
CASD 600 mF Capacidad del ASD
Imáx 16.0 A Máxima corriente en los convertidores
ωo/2π 2.37 kHz Ancho de banda del lazo de vo
ωASD/2π 1.33 Hz Ancho de banda del lazo de vASD
La capacidad de almacenamiento auxiliar requerida CASD debe ser la mayor de los dos
valores obtenidos a partir del valor absoluto de las energías de carga y descarga de (2.1). De
esta forma, se ha seleccionado el capacitor de valor comercial de 600mF con una Resistencia
Equivalente Serie (Equivalent Series Resistance, ESR) de 1mΩ.
2.3.2. Limitación de la pendiente en la corriente de la FC
Para evitar el indeseado fenómeno del agotamiento del oxígeno, se ha implementado
un limitador de SR en la corriente de la FC cuyo correspondiente diagrama de bloques se
muestra en la Figura 2-3. Mientras las variaciones en la pendiente de la corriente de la FC
se encuentran en el rango (−SRFCd, SRFCu), el limitador funciona como un filtro paso bajo
y su función de transferencia viene dada por:
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HSR(s) =
iFCSR(s)
iFCref (s)
=
ωSR
s+ ωSR
, (2.2)
donde el polo ωSR debe ser seleccionado de tal forma que la frecuencia de corte sea mayor
que el ancho de banda del lazo de control del voltaje del ASD y menor que la frecuencia del
ruido de cuantización. Este parámetro ha sido ajustado experimentalmente en 157 rad/s.
+ ωSR
1
s
SRFCu
−SRFCd
iFCref(t) iFCSR(t)
Figura 2-3: Limitador de la pendiente de la corriente de la FC empleado para evitar el
fenómeno del agotamiento del oxígeno.
2.3.3. Capacitor del bus dc
El criterio empleado para dimensionar el condensador de salida Co, cuya tensión es
regulada en 48 V, se basa en las recomendación de la Cooperación Europea por la Estanda-
rización Espacial (European Cooperation for Space Standardization, ECSS) [54] referente a
las especificaciones de impedancia de salida. Estas especificaciones permiten una variacón
del 1% de la tensión ante un 50% de perturbación en la carga, lo cual se define como
Zomáx =
∆vo
∆io
=
0.01vo
0.5Po/vo
=
0.02v2
o
Po
= 30 mΩ. (2.3)
Siguiendo estas especificaciones, el valor para Co se obtiene de
1
ωoCo
≤ Zomáx (2.4)
donde ωo es la frecuencia de corte del lazo de tensión del bus dc. Un valor mínimo para Co se
calcula según las especificaciones de la Tabla 2.1. Finalmente, conectando varios capacitores
en paralelo para asegurar valor pequeño para la ESR, se obtiene una capacidad de 2.35 mF
en el bus con una ESR de 11.8mΩ.
El diagrama de bloques de pequeña señal permite que el voltaje de salida sea controlado
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tal como se muestra en la Figura 2-4. En esta figura, la función de transferencia GCV o(s)
corresponde al controlador PI que regula la tensión del bus vo, el cual se describe en la
subsección 2.3.5. La función de transferencia del convertidor en lazo cerrado Hi(s) proviene
de [4] y se modela como un filtro paso bajo de segundo orden.
Hi(s) =
îo(s)
îoref (s)
=
ω2
ci
s2 + 2ζωcis+ ω2
ci
(2.5)
donde ωci es la frecuencia natural con un valor de 2π 8 krad/s y ζ es el factor de amortigua-
miento con un valor de 0.44. La Figura 2-5 muestra el diagrama de bloques en pequeña señal
del modelo promediado de espacio de estados (State Space Average, SSA) del convertidor
buck-boost no inversor de [3], junto a su correspondiente control modo corriente promedio
analógico (Averaged Current-Mode Control, ACC), el cual es controlador PI análogo y ha
sido propuesto en[47].
GCV o(s)
Controlador PI
Hi(s)
Convertidor
+
+
CoRos+1
Cos
0
v̂o(s)
îL(s)
îo(s)
îoref(s)
+
Impedancia Co
Lazo Cerrado
Figura 2-4: Diagrama de bloques de pequeña señal de la tensión del bus vo.
Adicionalmente, la variable de control continua u(t) se encuentra relacionada con los
ciclos de trabajo d1(t) y d2(t) de los MOSFETs de la etapa boost y buck del converti-
dor modular propuesto. Para un análisis de pequeña señal, estas variables se encuentran
relacionadas de la siguiente forma:
û(t) =
 d̂1(t) en modo boost
d̂2(t) en modo buck
(2.6)
El ACC de la Figura 2-5 se encuentra conformado por un controlador PI con polo adi-
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Modelo SSA en pequeña
señal del convertidor
modular buck-boost
+
+
K1
K2
min(τbs+1)
s(τas+1)
ACC
îo(s)
îg(s)
û(s)
îoref(s)
îgref(s)
Figura 2-5: Diagrama de bloques en pequeña señal del convertidor y la interacción entre sus
lazos de corriente.
cional analógico. Existe una dificultad en identificar un valor determinado tanto de corriente
de referencia de entrada igref como de salida ioref , debida a la incertidumbre presente en sus
diferentes componentes. Adicionalmente a esta dificultad, no es posible obtener un ε > 0,
tal que igref = ioref = −ε, para que las corrientes entrada ig y de salida io sean iguales a
cero, debido a que el convertidor modular es unidireccional. Por lo tanto, la única posibilidad
para que ig = io = 0 en el sistema en lazo cerrado es para u(t) = u1(t) = u2(t) = 0, el
cual corresponde al caso sin pulsos tanto de buck como de boost, caso en el que se saturan
los amplificadores operacionales que implementan el controlador PI del ACC, perdiéndose
de este modo control y regulación en el sistema. Para que el ACC salga de esta saturación,
se requiere de un tiempo del orden de 1 o 2 ms.
2.3.4. Convertidores dc-dc
El elemento clave en este sistema híbrido PEMFC es un convertidor buck-boost modular
capaz de adaptar diferentes fuentes de tensión no reguladas de elementos tales como la FC y
el ASD. Dependiendo del punto de apreciación de la PEMFC, el estado de carga de CASD,
y la tensión deseada del bus dc, los convertidores operan en modo buck vFC > vASD),
(vASD > vo) o modo boost (vFC < vASD), (vASD < vo). El menor rizado de su corriente
de entrada, también es favorable para la operación y vida útil de la FC. La regulación en
su corriente de entrada permite que la SR de la corriente de la FC sea limitada fácilmente.
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Por otra parte, el amplio ancho de banda del control de su corriente de salida, le permite
una buena regulación en la carga con protección ante cortocircuito, sin la necesidad de
incrementar la capacidad de cómputo del control maestro. El control de corriente también
facilita la conexión en paralelo de varias etapas de convertidores. Todas estas propiedades
lo hacen una excelente elección como módulo para todos los convertidores requeridos en el
sistema PEMFC.
El convertidor tiene dos diferentes modelos que dependen de la escala de tiempo requeri-
da. El primero se muestra en la Figura 2-6(a) es un modelo dinámico que permite el estudio
durante transitorios de corta duración. El segundo que se muestra en la Figura 2-6(b) es un
modelo estático empleado en simulaciones de larga duración. El convertidor buck-boost de
la Figura 2-6(a) combina una etapa boost en cascada con una etapa buck, con un acoplo
magnético entre los inductores de entrada y de salida. Un estudio detallado del modelo ma-
temático, valores de sus componentes y sus principales características se presentan en [4].
Tanto en la entrada como en la salida de este convertidor ha sido agregado un condensador
de película CF de 22 µF y 100 V, con la finalidad de evitar la propagación de componentes de
alta frecuencia de la corriente a través del cableado y así reducir los problemas relacionados
con EMCs.
La Figura 2-7 presenta el diagrama circuital implementado de la topología FC serie
mostrado en la Figura 2-1 utilizando el mismo módulo buck-boost controlado por corriente
como los convertidores 1, 2 y 3. Los sensores de corriente de lado alto, indicados en la
Figura 2-6(a) permiten la conexión en paralelo de los convertidores 2 y 3 de la figura 2-7,
aumentando de esta forma la potencia pico del sistema y su confiabilidad. Si uno de los
dos convertidores conectados en paralelo falla, el sistema continuará funcionando, aunque
disminuya la máxima potencia de pico a su salida.
2.3.5. Control maestro digital
El bloque del control maestro digital de la Figura 2-7 envía las consignas de corriente
a los lazos de control analógicos de cada convertidor para regular las diferentes tensiones
del sistema. Los objetivos del control maestro incluyen la limitación de la pendiente en la
corriente de la FC, la protección de la FC y un rango de protección de tensión para el
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DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS PEMFC 
Harrynson Ramírez Murillo 
DL: T 681-2015
19
Lm
vg
Q1
Q2
L
Ds2
Ds1
ig
iLm
io
1 : 1
vC
+
− vCd
+
−
C
Cd
Rd
vo
vL
+ −+
−
+
−
CF CF
Control de
igref ioref
Convertidor dc-dc & Control de Corriente
Corriente
(a)
vg
ig io
vo
+
−
+
−
igref ioref
min(igref , voio
vg
) min(
vgig
vo
, ioref )
Convertidor dc-dc & Control de Corriente
(b)
Figura 2-6: Convertidor modular buck-boost propuesto y su respectivo control de corriente:
(a) Modelo para estudiar simulaciones de corta duración y (b) diagrama de bloques para
estudiar simulaciones de larga duración.
ASD, la regulación en 48 V de la tensión de salida vo, la limitación de la corriente máxima
de cada convertidor y el arranque y la parada seguros del sistema. El control maestro ha
sido implementado con el Controlador de Señal Digital (Digital Signal Controller, DSC)
Texas Instruments TMS320F28335, el cual se muestra en la Figura 2-8 como un bloque
junto a etapas de sensado de tensión y Conversores Digitales-Analógicos (Digital to Analog
Converters, DACs). Diagramas de bloques detallados de los lazos de control requeridos para
regular y proteger la FC, el ASD y las tensiones de la topología híbrida se muestran en
la Figura 2-9. Las correspondientes especificaciones del control maestro y los parámetros
análogos se muestran en las Tablas 2.1 y 2.2 respectivamente. Las expresiones de diseño
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DISEÑO, SUPERVISIÓN Y CONTROL DE SISTEMAS HÍBRIDOS PEMFC 
Harrynson Ramírez Murillo 
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20
FC or Emulator
+ vFCmax
RFC
dc-dc
&
Current
Control
Converter 1
ioref1igref1Low-Pass Filter
iFC
vi
+
-
ig1LLPF
RLPF
CLPF
vASD
RASD
CASD
+
-
io1
Ro
Co
io
Load
dc-dc
&
Current
Control
io2ig2
vo
+
-
Converter 2
dc-dc
&
Current
Control
io3ig3
Converter 3
ioref2igref2
ioref3igref3
ioASD iL
Master Control
vi
vASD
vO
igref1
ioref1
igref2
ioref2
igref3
ioref3
+
-
vFC
Figura 2-7: Circuito de la topología FC híbrida serie. Los elementos del sistema son la FC o
el emulador, un filtro de paso bajo de segundo orden, los convertidores modulares 1, 2 y 3, los
capacitores CASD y Co y la carga. El control maestro regula las tensiones de entrada/salida
de cada convertidor a través de valores de corriente de referencia.
de la Tabla 2.2 son una primera aproximación para determinar los parámetros de los lazos
de control del sistema FC. Algunos de estos parámetros han sido refinados a través de un
análisis en frecuencia empleando la herramienta de MATLAB SISO tool. Los parámetros
sin expresión simplificada de diseño de la Tabla 2.2 han sido determinados a partir de
simulaciones y análisis de estabilidad en SISO tool.
La transformación bilinear permite la conversión de los controladores analógicos PI de
la Figura 2-9 en controladores digitales para