LA BIBLIA DE LAS FUENTES CONMUTADAS COMPLETA

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Introducción a los simuladores de circuito � s
Introducción al Multisi � m
Dibujo de un circuito sencillo en Multisim �
Instrumental en Multisi � m
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Tabla de Contenidos
Fuente DVD PHILIPS DVD703 8
Circuitos integrados de fuentes conmutadas 
de baja potencia UC3842A 10
Sección de entrada 12
Circuito de arranque y de funcionamiento 13
El circuito del secundario 14
El circuito del voltímetro 16
Limitador de sobrecorriente 17
La protección de baja tensión de fuente 17
Protección de sobretensión del CI 7145 18
Prueba y reparación de una fuente de DVD genérica 20
Circuito integrado universal para fuentes de DVD 23
Conclusiones 27
Topología de fuentes 28
Rectificación y filtro de entrada 29
Corriente de arranque 31
Fuentes conmutadas con transferencia indirecta o Fly-Back 32
El Fly-Back de salidas múltiples 34
Fuente de transferencia directa (Forward) 35
Fuente Forward de salidas múltiples 37
Fuente de contrafase (Push-Pull) 39
Fuentes en Semipuente “H” 40
Fuentes en puente “H” completo (Bridge) 42
Fuentes resonantes 44
Conclusiones 47
1
2
3
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Consumo de energía e instalación de TVs Plasma 48
La potencia eléctrica 50
Un caso práctico con un TV TRC 53
Capacitores e inductores como carga de un generador de CA 56
Resolviendo el problema 57
Instalación eléctrica para un plasma de 43’’ 59
La solución moderna para el consumo de un plasma 61
La regulación de fuentes con alto factor de potencia 63
El resto de la fuente de un plasma o un LCD 66
Prueba genérica de un preacondicionador 67
Iluminación de fondo y distancia de observación 69
Conclusiones 71
Fuente TV SANYO LCD32XL2 
Filtro EMI y encendido por relés 72
Conociendo físicamente una fuente de alimentación de LCD 75
El filtro EMI 77
Los relés de encendido 86
Conclusiones 88
Fuente TV SANYO LCD32XL2 
Preacondicionador y las 2 fuentes 89
El preacondicionador 90
La fuente para alimentar el inverter de back-light y otros usos 94
Fuentes de las turbinas y los 5V permanentes 101
Conclusiones 103
Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Modo Service 104
Reparación de la fuente de la pantalla SAMSUNG SDI 42 106
Prueba de la sub fuente del modelo con pantalla SAMSUNG 109
Protecciones de fuente 110
Protecciones relativas al I2CBUS 111
Tabla de fallas 114
Conversor 11V a 3V3 de la plaqueta de baja señal 114
Conclusiones 119
4
5
6
7
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Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Fuente de alimentación primaria y secundaria 120
Introducción a la fuente de alimentación 
principal y secundaria 121
Descripción de la fuente integrada SAMSUNG SDI 121
Descripción de la fuente separada 124
Los cuatro estados de la fuente de potencia 129
Arranque con protección 131
Plaqueta de diagnóstico de la fuente 132
Conclusiones 134
Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Fuente de stand-by 135
Fuente de stand-by 136
Conclusiones 144
Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Fuente LLC 145
Introducción a las fuentes LLC 146
La fuente LLC del PHILIPS FTP2.4LAA 146
El circuito de excitación 152
Conclusiones 157
Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Sección de control. CI MC34067P 158
EL circuito integrado MC34067P para una fuente LLC 159
Conclusiones 170
Fuente Plasma PHILIPS chasis FTP2.4LAA 
Fuentes auxiliares y preacondicionador. CI MC33368 171
La fuente de audio y la de 30V 173
El preacondicionar MC3368 174
El arranque según MOTOROLA y según PHILIPS 181
El circuito de aplicación de PHILIPS 182
Conclusiones finales 183
Acerca del Ing Alberto Picerno 184
8
9
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11
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Fuente DVD PHILIPS DVD7031
En este capítulo
Circuitos integrados de fuentes conmutadas de baja potencia UC3842A
Sección de entrada
Circuito de arranque y de funcionamiento
El circuito del secundario
El circuito del voltímetro
Limitador de sobrecorriente
La protección de baja tensión de fuente
Protección de sobretensión del CI 7145
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La fuente de alimentación de todos los equipos electrónicos modernos, como 
televisores, videograbadores, reproductores de CD, computadoras y ahora 
DVD, están basadas en el principio de la fuente conmutada. 
Este diseño brinda en un espacio y peso mínimo, un excelente rendimiento 
eléctrico y una baja emisión térmica acompañada de las adecuadas protec-
ciones contra falla, siendo ideal para aquellos equipos que requieren varias 
tensiones diferentes para su funcionamiento. 
Otros autores llaman a estas fuentes “fuente de alimentación del tipo SMPS” 
(Switch Mode Power Supply o fuente del tipo llave de potencia). Significa que 
del lado primario habrá un oscilador que comandará a la fuente de alimen-
tación.
Este tipo de fuente se caracteriza por la presencia de un transformador del 
tipo flyback, lo que indica la necesidad de usar una frecuencia elevada para 
su funcionamiento dejando de lado la frecuencia baja de 50 o 60 Hz, típica 
de las fuentes de alimentación convencionales. Este transformador aísla el 
equipo de la red de alimentación domiciliaria permitiendo el uso de entradas 
de audio y video.
DVD PHILIPS DVD703
Manual de servicio: http://www.clubdediagramas.com/archivo/
dvd-blue-ray-a19/philips-m238/dvd703-manuservzip-f4836.html
Esquemáticos: http://www.clubdediagramas.com/archivo/dvd-
blue-ray-a19/philips-m238/dvd703-esquezip-f4846.htmlOtorgado por Ingeniero Alberto Picerno
http://www.clubdediagramas.com/archivo/dvd-blue-ray-a19/philips-m238/dvd703-manuservzip-f4836.html
http://www.clubdediagramas.com/archivo/dvd-blue-ray-a19/philips-m238/dvd703-manuservzip-f4836.html
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Circuitos integrados de fuentes 
conmutadas de baja potencia UC3842A
Nuestra fuente posee un circuito integrado de control indicado como 7145 
de moderno diseño, llamado UC3842A. Este CI produce pulsos para una llave 
electrónica a MOSFET 7125 que opera como llave de potencia externa. 
La regulación de la fuente de alimentación se lleva a cabo mediante una señal 
del tipo PWM con la que se controla el ciclo activo (Ton) a una frecuencia fija, 
de aproximadamente 58 kHz, determinada por un oscilador del tipo R-C.
Fig.1 Diagrama en bloques del CI UC3842A
El UC3842A es un excitador de mosfet de frecuencia fija, y alto rendimiento. 
Las características más importantes de este circuito integrado son:
Posee un oscilador para un preciso control del ciclo de actividad �
Posee un control de temperatura de referencia compensada �
Posee un amplificador de error de alta ganancia �
Incluye un comparador de protección contra exceso de consumo �
REFERENCIA 5V
LATCH PWM
COMPUERTA
TRANSFERENCIA
AMPLIFICADOR
DE ERROR
VREF DETECTOR
SOBRETENSIÓN
OSCILADOR
MASA
Vcc
R
R
Vc SALIDA
MASA
POTENCIA
ENTRADA
SENSOR
SOBRECORR.
DETECTOR
BAJA TENSIÓNVref
Rt Ct
TENSIÓN 
DE CONTROL
COMPENSACIÓN
DE FRECUENCIA
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El circuito integrado se alimenta por el terminal Vcc. El primer bloque deter-
mina la conveniencia de excitar a la llave de potencia en función de tener una 
tensión de alimentación superior a un valor mínimo.
Si la tensión alcanza, el bloque siguiente genera la tensión de referencia de 
5V que sale por Vref. El bloque detector de sobretensión controla que esta 
tensión no supere el valor máximo admisible. Si lo supera corta la salida.
En cuanto el oscilador se energiza, comienza a oscilar independientemente 
de la condición de sobrecarga de corriente. Su salida se aplica a la compuerta 
de transferencia. La tensión de error ingresa por la pata de tensión de con-
trol y se compara con una referencia interna ajustada por el divisor R R. La 
salida de amplificador de error se envía al exterior para que el diseñador del 
DVD pueda variar la respuesta en velocidad de la fuente. La salida del ampli-
ficador se envía a la compuerta de transferencia que genera una modulación 
de tiempo de actividad en la señal del oscilador.
La compuerta de transferencia posee una entrada de sobrecorriente que le 
avisa si la salida se mantiene en los niveles normales. Si se supera un valor 
pico la compuerta de transferencia corta la salida.
Por último existe un amplificador o driver de salida que excita a baja im-
pedancia a la compuerta del mosfet. Esta etapa posee su propia entrada de 
fuente Vc y su propia conexión de masa de potencia. 
Para una mayor claridad a continuación se enumera la función de cada pata 
del integrado.
PATA 1 � Compensación. Este es la salida del Amplificador de Error y 
está disponible para el lazo de compensación.
PATA 2 � Realimentación de tensión. Esta es la entrada inversora del 
Amplificador de Error. Normalmente está conectada a la salida de la ali-
mentación de la fuente conmutada a través de un divisor resistivo.
PATA 3 � Censado de Corriente. En esta entrada se ingresa un volta-
je proporcional a la corriente que atraviesa la llave de potencia. El PWM 
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(Pulse Width Modulation) utiliza ésta información para determinar la 
conveniencia de excitar al Transistor de conmutación.
PATA 4 � Rt / Ct. La frecuencia del Oscilador y el ciclo de actividad de 
salida máximo están fijados por la conexión del resistor Rt a la Vref y del 
capacitor Ct a masa. Es posible ajustar el funcionamiento hasta una fre-
cuencia de 500 kHz.
PATA 5 � Masa. Masa de alimentación
PATA 6 � Salida. Esta salida maneja directamente la compuerta (gate) 
del transistor MOSFET de conmutación. Se suministran picos de corriente 
por encima de 1A.
PATA 7 � Vcc Alimentación positiva del circuito integrado
PATA 8 � Vref Pata de salida de la tensión de referencia. Además provee 
la carga de corriente para el capacitor Ct a través del resistor Rt.
Sección de entrada
El fusible 1120 de 2.5A protege la fuente contra corrientes excesivas de car-
ga. El protector de sobrecargas 3120 desvía la corriente causada por picos de 
tensión en la red, quema el fusible F1 y protege el circuito.
El resistor 3122 limita la corriente de encendido en el momento de conectar 
el DVD a la red. 
El inductor L5121 y el capacitor C2120 ayudan a aislar la línea de la red 
alterna del ruido de RF generado por la fuente. El L5121 ayuda también a 
reducir el pico de corriente de encendido sobre el puente rectificador.
La tensión de red es rectificada por el puente de diodos (D6118 al D6121) y 
por el filtro C2121. Del otro lado de C2121 la tensión contínua, de aproxima-
damente 300V, ingresa por el pin 1 del transformador T5131. 
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Circuito de arranque y de funcionamiento
El circuito de arranque esta formado por R3123, R3134, R3111, D6129, 
C2134. El capacitor C2134 se carga a través de R3123 y R3134. Cuando la 
tensión en el pin 7 del IC7145 alcanza la tensión de umbral de arranque mí-
nimo de 14.5V, el IC7145 arranca y el circuito de control comienza a trabajar 
entregando pulsos por la pata 6. El FET7125 comienza a oscilar al ritmo de 
los pulsos que recibe en su compuerta (gate). Hasta ahora el IC está trabajan-
do con esa primera carga que acumuló el C2134, y es suficiente para hacer 
oscilar la fuente en los primeros instantes. 
Luego de este arranque, el IC7145 requiere una corriente mínima de fuente 
de 17mA que no puede ser provista por los resistores de arranque. Entonces 
aparece la contribución de diodo de fuente 6133, que se encarga de proveer 
la energía en el funcionamiento normal. A este circuito se lo suele llamar de 
take over (relevo).
Si el circuito de take over no se hace cargo de la alimentación de la pata 7, 
porque el transformador de pulso no devuelve energía, la tensión decrecerá 
gradualmente hasta que alcance la tensión de operación mínimo del IC7145 
de 8.5V y el CI se apagará.
Si no funciona la fuente de relevo, el arranque se repetirá en un ciclo de ope-
ración completo, como un hipo audible. 
El circuito de relevo consiste de: D6133, R3135, L5135 y C2134. Durante los 
primeros pulsos del arranque del circuito de control y posteriormente, se 
inducirá una tensión a través del secundario 7 y 9. Esta tensión inducida cre-
ce gradualmente y carga al C2134 mediante D6133 y R3135 el cual se hace 
cargo de la tensión de alimentación del IC7145 por la pata 7.
Con un pulso positivo aplicado a través de R3140 al gate del MOSFET, se 
satura y lo hace conducir de modo que entre el drenaje (D) y la fuente (S) se 
produce prácticamente un cortocircuito. Durante este tiempo denominado 
Ton, el MOSFET hace circular una corriente. Esta corriente creciente pasa a 
través del primario, el MOSFET y el paralelo de resistencias R3126, R3127 y 
R3128 (con una resistencia en paralelo muy baja, inferior a 0.5 Ohms, y cuya 
función indirecta es limitar la corriente a través del MOSFET informando al 
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CI que debe cortar la salida). Mientras dura Ton la corriente crece en forma 
de rampa de modo que gradualmente se va almacenando energía en la bo-
bina primaria con polaridad positiva en la pata 1 y negativa en la pata 5 del 
primario. 
Cuando ingresa un pulso negativo en el gate del FET, éste se va al corte y no 
permite la conducción de corriente a través del primario “Toff”. La corriente 
de drenaje a fuente corta de improviso la rampa de corriente y el primario 
invierte su polaridad debido a la energía almacenada (es obvio que si cuando 
la corriente crecía tenía una dada polaridad, cuando comienzaa reducirse 
debe tener la polaridad contraria). 
La corriente por el primario no puede cortarse de golpe. El bobinado prima-
rio generará la tensión inversa necesaria para que la corriente comience a 
reducirse pero seguramente no se va a cortar de golpe. Ahora comienza el 
período de conducción de los secundarios. La fuerza contraelectromotriz del 
primario se transmite a los secundarios de modo que todos los diodos auxi-
liares conducen. Ahora la polaridad es tal que aparece una tensión positiva 
más alta que la de fuente en la pata 5 del transformador de pulsos. 
La función de D6140 y R3156 en el gate del MOSFET es la de proporcionar 
un camino de retorno de las cargas positivas que lo hicieron conducir en el 
momento en que debe cortar. Durante el pulso negativo el diodo queda pola-
rizado en directa y en consecuencia queda un paralelo con una R menor a 33 
Ohms. Esto asegura que el MOSFET pasará al corte rápidamente reduciéndo-
se la pérdida de energía durante la conmutación. 
El circuito del secundario
Vamos a analizar cada una de las salidas de la fuente:
+12V: � Generada por el secundario de patas 15 y 14, D6241, C2240, 
L5240, C2232. El choque L5240 cumple una función de limitación de pi-
cos de corriente que se generarían en la carga de los electrolíticos al es-
tar inicialmente descargados. De esta manera se protege al diodo D6241. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Alimenta la placa del Display, Monoboard, y A/V board. Esta tensión está 
presente durante el stand-by.
+5V_stdby: � Generada desde los +6V mediante R3233 y D6233. Todas 
las tensiones superiores a 4.7V (+6V por ejemplo) son reguladas por el 
zener D6233 a 4.7V. Si por algún problema ingresa una tensión inferior 
a 4.7V, el zener no regulará y la salida quedará al mismo potencial que 
la entrada. Alimenta la placa del Display y Monoboard. Esta tensión está 
presente durante el stand-by.
+6V_stdby: � Generada por el secundario de patas 12 y 13, D6230, 
C2230, L5231. Esta tensión está presente durante el stand-by.
+5V: � Esta salida es derivada desde los +6V_stdby mediante el MOS-
FET 7238, C2239 y será anulada mediante R3235, TR7235 durante el 
stand-by. Cuando el equipo está en stand-by la base de TR7235 recibe una 
tensión + que lo lleva a la saturación, y manda a masa el gate del TR7238 
que pasa al estado de corte impidiendo que pueda entregar los +5V de 
salida. Al encender el DVD la base del TR7235 es mandada a masa, lo que 
provoca el corte del mismo. En esta situación, a través de R3263, el gate 
de TR7238 recibe una tensión + que lo lleva a la saturación, y aplica en su 
salida los +5V. Alimenta el Monoboard y A/V board. 
- 5V: � Generada por el secundario de patas 11 y 14, D6250, C2250, 
C2259, L5222, R3259, y el TR7255. Durante el stand-by la base del 
TR7257 recibe una tensión negativa que lo lleva al corte. Lo que a su vez 
provoca el corte de TR7256, donde finalmente se lleva al corte al TR7255 
de manera de impedir en su salida la aplicación de los -5V. En el caso de 
tener el equipo encendido, ahora la base de TR7257 recibe una tensión 
positiva debido a que se llevó a masa el extremo de la R3258. Esta tensión 
positiva es aplicada a través de R3254 y provoca la saturación del TR7257, 
que a su vez manda a masa la R3255. Así el emisor queda a una tensión 
más positiva que la tensión positiva que tiene el TR7256 aplicada en su 
base, por lo tanto pasa a la saturación, provocando también la saturación 
del TR7255 aplicando en la salida los -5V. Alimenta el Monoboard y A/V 
board.
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16
3V3: � Generada por el secundario de patas 10 y 13, D6210 y C2210. 
Esta alimentación está regulada mediante el lazo de control que consta de 
7201, el optoacoplador 7131 y el CI control 7145 de la fuente de alimen-
tación. Esta tensión está presente durante el stand-by. Alimenta el Mono-
board y A/V board. 
- 40V: � Generada por el secundario de patas 16 y 14, D6261, R3260, 
L5260, C2260. Está presente durante el stand-by. Alimenta la placa del 
Display. 
El circuito del voltímetro 
El circuito de medición de la tensión secundaria, comprende el optoacopla-
dor 7131, que aísla la señal de error del IC7145, sobre el lado primario, y 
un componente utilizado como una tensión de referencia de la fuente. Nos 
referimos al CI 7201 (TL431) también conocido como zener programable. Se 
puede representar el 7201 como dos componentes:
Un diodo de referencia muy estable y preciso �
Un amplificador de muy alta ganancia �
Cuando por algún motivo se incrementa la tensión de salida sobre la carga, 
debido a un aumento en la impedancia de carga o un aumento de la tensión 
de red, disminuye la tensión entregada en la salida de 3,3V. Este aumento 
de tensión, a través de R3205 y R3206, es aplicado al terminal de programa 
del TL430 provocando un incremento de tensión comparada con la tensión 
de referencia interna de 2.5V, por lo tanto el TL431 conduce. La corriente a 
través del optoacoplador 7131 se incrementa debido a ésa tensión superior 
a 2.5V en la pata 3 del 7201. El optoacoplador conduce más o menos co-
rriente según la proporción de tensión censada. De esta manera, la pata 2 del 
IC7145 recibe una tensión proporcional la tensión de salida por intermedio 
del resistor 3153 y reduce el Ton del MOSFET 7125, según esa tensión de 
referencia proporcional. En síntesis, se reduce el Ton en forma proporcional 
a la tensión censada de 3,3V.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
17
En el caso de un decrecimiento de la tensión de salida sobre la carga, debido 
a una disminución de la impedancia de la misma, aumenta la corriente que 
entrega esa salida de fuente. La disminución de tensión censada, reduce la 
corriente por el diodo del optoacoplador y el transistor se hace menos con-
ductor. Por lo tanto la tensión secundaria censada aumentará el Ton en forma 
proporcional. 
Limitador de sobrecorriente
La corriente a través del FET 7125 provoca una caída de tensión en R3126, 
R3127, R3128. Esta muestra de la corriente se aplica a la pata 3 del IC7145 
(entrada de sobrecorriente). Si la corriente principal del primario aumenta 
mucho, aumenta la tensión de pico en la pata 3 del IC7145, en consecuencia 
baja el Ton para no permitir que la rampa de corriente suba a niveles muy 
altos. Por supuesto que ésto va a provocar una disminución en todas las sali-
das de la fuente, pero la idea de este censado es proteger la fuente aceptando 
una determinada corriente máxima en el primario. Si algo provocó un Ton 
tan alto es porque hay algún problema en el secundario. No es un censado 
para el funcionamiento normal de la fuente: simplemente actúa limitando la 
corriente principal cuando se sobrepasa un valor predeterminado máximo. 
De esta manera, se limita la máxima potencia de salida de la fuente de ali-
mentación. 
El resistor 3111 y el capacitor 2143 forman un filtro de alta frecuencia que 
garantiza que las componentes inductivas de los resistores sensores no pro-
voquen un error en la corriente de limitación. 
La protección de baja tensión de fuente
El integrado de fuente tiene dos comparadores para detener el trabajo del 
mismo cuando recibe una baja tensión de alimentación. Esto garantiza que 
el IC7145 esté completamente funcional antes que la salida esté habilitada 
para entregar una señal. La tensión de alimentación en la pata 7 y la tensión 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
18
de referencia en la pata 8 del IC7145 son monitoreadas por comparadores 
separados.
Si la tensión de alimentación en el pin 7 del IC7145 cae por debajo de los 10V, 
el pulso de salida de la pata 6 será deshabilitado y el controlador apagará 
completamente al MOSFET.
Protección de sobretensión del CI 7145
El circuito de sobretensión consiste de D6141, R3139, R3150, R3141, TR7141 
y TR7150 los cuales se usan para detectar una situación de sobretensión so-
bre el lado secundario del transformador a pesar de que lo que se mide, es la 
sobretensión en el bobinado 7-9 conectadodel lado caliente de la fuente (se 
lo desea limitar a 18V). 
Luego del arranque, cuando la tensión sobre el C2135 excede los 18V, el cir-
cuito de sobretensión accionará la compuerta de transferencia interna. La 
pata 1 del IC7145 y el buffer de salida se deshabilitan y entra en la protec-
ción de sobretensión. Para salir de ese modo de protección, se necesita una 
secuencia de reinicio completa.
Cuando en el capacitor 2135 excede los 18V, el zener 6141 comienza a con-
ducir fijando entre sus patas una tensión de precisamente 18V. Esto provoca 
una circulación de corriente en la resistencia 3139 y 3150. Sobre ellas existi-
rá una tensión igual a la diferencia entre la tensión rectificada y la tensión de 
zener. Es decir que, entre los 18V del zener y la caída de tensión las resisten-
cias 3139 y 3150, suman la tensión que aparece sobre el capacitor 2135. En 
esta situación, se polariza el transistor 7150, que a su vez provoca la conduc-
ción del TR7141, que tira abajo la tensión de la pata 1 del CI. La pata 1 está 
conectada internamente a la habilitación de la compuerta de transferencia, 
por lo tanto es la pata que habilita o deshabilita la salida por la pata 6. 
El zener 5141 es el que fija el umbral de 18V. Si no se sobrepasa este umbral 
el zener no conduce y la pata 1 queda libre, entregando internamente a la 
compuerta de transferencia la tensión de error correspondiente a la medi-
ción de la tensión de 3V3.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
19
El zener 6150 corta a la fuente del mismo modo, pero si se sobrepasan los 
4,7V. Es como una segunda protección por si falla el zener 6141.
NOTA: En el caso que se mantenga una situación de sobretensión, la fuente 
entrará en una secuencia de protección, ciclo de arranque, protección, ciclo 
de arranque y el ciclo se repite hasta el infinito si no se soluciona el proble-
ma. Este efecto es audible como un hipo e inclusive su frecuencia de repeti-
ción depende de que tan rápido se llegue a la tensión de protección debido al 
arranque suave. Este sonido aunque no fue creado específicamente para ello, 
es una de mejores pautas del funcionamiento de la fuente.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
Prueba y reparación de una 
fuente de DVD genérica2
En este capítulo
Circuito integrado universal para fuentes de DVD 
Conclusiones
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
21
Cada equipo tiene sus particularidades. Cuando un DVD aparece con la fuen-
te quemada el reparador debe ser precavido al realizar el presupuesto. En 
efecto, es muy probable que además de la fuente, tenga otra falla relacionada 
con alguna sobretensión en alguna de sus tensiones secundarias.
El lector debe haber observado todas las precauciones que tomó PHILIPS 
para evitar que una fuente se embale y queme a uno o más integrados digi-
tales, o al mismísimo micro. No todos los fabricantes son tan cuidadosos, la 
mayoría de los equipos de supermercado tienen fuentes muy simples que 
no tienen protecciones de ningún tipo. La idea es que si se quema un equipo 
de US$ 90 el cliente lo tira y se compra otro. La realidad es que el cliente no 
tira nada, es posible que se compre otro, pero el que se rompió se lo entrega 
a Ud. para reparar.
Por lo general todos los DVD se pueden reparar, pero por ejemplo cambiar 
dos SMD de 80 patas para cobrar US$ 20 de mano de obra y tal vez US$ 30 
por los integrados cambiados no es negocio para nadie. Ni para el cliente que 
debe pagar casi la mitad del valor de un equipo nuevo, ni para el técnico que 
debe ubicar como defectuosos y cambiar dos CI de 80 patas. 
Esto significa que antes de reparar una fuente quemada se debe probar el 
equipo con una fuente universal que tenga todas las tensiones que requiere 
un DVD. Y en eso los DVDs son un verdadero problema porque tienen una 
gran variedad de tensiones. Por ejemplo tomemos el equipo que estamos 
reparando.
Sus tensiones de fuente son las siguientes:
+12V permanentes para uso general �
+5V permanentes para stand-by �
-5V conmutados �
-40V permanentes para el display �
+5V conmutados �
+3,3V permanentes para los CI digitales de baja tensión de fuente. �
+6V permanentes de uso general �
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
22
Dejemos de lado la diferencia entre las fuente de igual tensión permanentes 
y conmutadas, ya que sólo significa agregar una llave mecánica y tomar la 
tensión antes y después de la llave.
Con esta consideración solo quedan tensiones de +12, -12, +5,-5, +6 –40 y 
+3,3V. En cuanto a la corriente consumida en cada fuente, no tenemos ma-
yores datos pero el consumo de todo el equipo es de 20W. Esto significa que 
construir fuentes de 1A podría ser una alternativa posible y esto significa 
a su vez que los reguladores serían simples reguladores de 3 patas de 12V, 
-12V, 5V y –5V y un regulador de 5V modificado para 6, un regulador de ten-
sión variable con un LM317 de 3 a 30V para usos generales, que en este caso 
se puede destinar a generar 3,3V y que tiene la masa flotante para poder 
utilizarla como fuente positiva o negativa y por último una fuente flotante 
para alimentar el filamento de los displays termoiónicos que se pueda variar 
desde 5V como valor máximo a 2,6V como mínimo con una llave. 
Fig.1 Circuito de una fuente múltiple para DVD
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
23
Aquí se pueden observar algunas soluciones interesantes para realizar lo 
que podríamos llamar una “fuente múltiple para DVD y videograbadores”. 
Comenzando por arriba, se observa una fuente de 12V con doble polaridad 
pero que tiene la particularidad que el terminal de masa de los reguladores 
sale al exterior por un conector. De ese modo, se pueden agregar varios dio-
dos 1N4007 en serie, para llevar la tensión regulada hasta 14,4V en saltos de 
0,6V. Si va a modificar la fuente positiva, agregue diodos con el cátodo hacia 
masa y si debe modificar la fuente negativa conéctelos al revés.
La segunda fuente es igual a la primera pero para 5V de salida. También po-
see la característica de variar la tensión con diodos.
La tercera fuente, es una fuente fija de 5V pero con una serie de diodos para 
reducir la salida en pasos de 6V. Por lo general esta fuente se utilizará para 
alimentar el filamento de los display termoiónicos. Por esa razón su salida no 
esta conectada a masa, sino que es flotante igual que la fuente de filamento 
de los reproductores de DVD.
Por último, la cuarta fuente es una fuente variable con un LM317. Observe 
que en el circuito indicamos un 7805 simplemente porque el LW no posee el 
317 en su librería. Todas las otras fuentes son virtualizables y puede obser-
var su funcionamiento si Ud. tiene instalado el LiveWire.
Circuito integrado universal 
para fuentes de DVD 
Los DVDs son aún equipos nuevos. Muchos reproductores descansan en los 
laboratorios de reparación, a la espera de que se pueda conseguir algún ex-
traño circuito integrado de la fuente de alimentación. Todos estos integrados 
son muy similares entre sí y en nuestro laboratorio encontramos que todos 
pueden ser reemplazados con el circuito integrado μC3842A.
La idea es tener diseñada una plaqueta que contenga al μC3842A y sus com-
ponentes fundamentales para usarla como reemplazo de otros integrados 
que no se consiguen. Esta misma plaqueta cumple también la importante 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
24
función de ayudar a reparar un equipo, porque nos entrega una señal de ex-
citación para un MOSFET con el simple arbitrio de agregarle una fuente re-
gulada de 12V. Esto nos permite realizar un probador para aquellos casos re-
beldes en donde se sospecha de alguna falla en el transformador de pulsos a 
pesar de que la medición a baja tensión indica que funciona correctamente.
La elección del circuito integrado de reemplazo se realizó por varias razones 
técnicas pero en definitiva privó el hecho que es un integrado que solo cuesta 
US$ 1 comprado por unidad. El MOSFET, en caso de ser necesario, es bastan-
te más caro que el circuito integrado, porque tieneun valor de US$ 4, el resto 
de los componentes puede tener un costo estimado de un par de dólares con 
lo que se llega a un costo total de unos US$ 10 si se debe cambiar el MOSFET 
y de US$ 6 si no hace falta cambiarlo.
En muchos casos, comprar algún circuito integrado raro, puede llegar a cos-
tar un valor considerablemente mayor porque el comerciante sabe que es el 
único que lo posee y se aprovecha de ello. El circuito de un μC3842A (figura 
2) tiene los componentes mínimos necesarios para que funcione.
Fig. 2 Fuente mínima con μC3842A
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
25
Esta fuente cumple dos funciones. Por un lado sirve como instrumento de la-
boratorio, generando pulsos para una compuerta o excitando directamente 
al transformador de pulsos para probar su buen funcionamiento y el funcio-
namiento de la red de snuber de la fuente bajo prueba. Pero también, sirve 
como plaqueta de reemplazo si no se consigue algún CI de fuente o la propia 
fuente está destruída por alguna sobretensión de red y no tiene sentido cam-
biar todos los materiales.
Primero veamos el uso como fuente de laboratorio. En este caso debe ali-
mentar el circuito con una fuente externa no regulada universal de baja po-
tencia. Aunque el circuito dice que su tensión debe ser de 12V en realidad 
estas fuentes no reguladas compradas entregan alrededor de 15V a baja co-
rriente. Esa es precisamente la tensión que necesitamos para el arranque del 
circuito. Posteriormente cuando el integrado comience a entregar pulsos de 
salida aumentará la carga y es posible que tengamos una tensión de solo 10V 
pero que si se mantiene por arriba de 8,5V será suficiente para mantener la 
salida de pulsos constante.
Luego habrá que analizar la frecuencia deseada de los pulsos de excitación y 
cambiarla mediante los componentes marcados “frec”. En estas condiciones, 
debe conectar el generador de pulsos a la fuente bajo prueba. Tiene que co-
nectar 5 de los 6 cables que salen del conector CN5. El primero empezando 
de arriba va conectado al bobinado de la fuente de take over y no es impres-
cindible. En efecto, como estamos trabajando con una fuente externa, este 
bobinado puede no ser necesario ya que la tensión de fuente no caerá por 
debajo de 8,5 V que es la mínima tensión de trabajo.
Luego viene el cable de compuerta. Este se lo utiliza solo si deseamos excitar 
un MOSFET externo. Si queremos excitar directamente al transformador de 
pulsos este cable queda libre y se utiliza el cable marcado drenaje. 
Los cables de colector y emisor del opto nos traen la realimentación del vol-
tímetro para que nuestro circuito integrado ajuste el tiempo de actividad.
Y por ultimo el terminal de masa. Este circuito de prueba se utiliza cuando 
el reparador tiene dudas del funcionamiento del transformador de pulsos. 
Por supuesto que en ese caso debe probar el transformador con el probador 
de velocidad de diodos modificado para probar transformadores de pulsos. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
26
Esta prueba es necesaria pero no suficiente; muchas veces un transformador 
funciona correctamente a baja tensión pero cuando se lo prueba a la ten-
sión de trabajo saltan arcos y la fuente corta. En estos casos nuestro proba-
dor reemplaza toda el circuito de primario de modo que si la fuente arranca 
significa que el transformador y todos los circuitos de secundarios están en 
buenas condiciones. También sirve como confirmación de que funciona co-
rrectamente el circuito voltímetro (aunque por supuesto ya se lo debe haber 
medido con el método tradicional de aplicarle una fuente de baja tensión 
variable y controlar el momento en que el transistor del opto comienza a 
conducir).
Otra utilidad de nuestro probador es cuando calienta el MOSFET en este caso 
el problema puede ser una excitación inadecuada. Si el reparador tiene os-
ciloscopio, se impone observar los flancos de la señal de excitación. En caso 
contrario, nuestro probador se puede utilizar como una fuente de pulsos se-
gura.
Si lo que necesitamos es un reemplazo de integrado, el circuito deberá fun-
cionar sin la ayuda de una fuente externa. Deje a CN2 desconectado y conec-
te CN3 a uno de las patas de CA del puente de rectificadores del DVD. El cable 
de masa no es imprescindible porque ya tenemos conectada la masa a través 
del conector CN5.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
27
Conclusiones
De este modo terminamos de explicar como se prueba una fuente de 
DVD genérica. Al hacerlos nos quedaron dos nuevos instrumentos para 
el taller. Una fuente múltiple que nos sirve para probar DVDs y videos y 
una probador de fuentes de DVD que al mismo tiempo sirve para reem-
plazar circuitos integrados de fuente que no se consiguen.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
Topología de fuentes3
En este capítulo
Rectificación y filtro de entrada
Corriente de arranque
Fuentes conmutadas con transferencia indirecta o Fly-Back
El Fly-Back de salidas múltiples
Fuente de transferencia directa (Forward)
Fuente Forward de salidas múltiples
Fuente de contrafase (Push-Pull) 
Fuentes en Semipuente “H”
Fuentes en puente “H” completo (Bridge)
Fuentes resonantes
Conclusiones
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
29
Las fuentes conmutadas fueron desarrolladas inicialmente en aplicaciones 
militares por la década del 60, por ser inaceptable el peso y volumen de los 
transformadores de poder de las fuentes lineales. En efecto, el peso de un 
transformador de poder aumenta linealmente con la potencia del mismo y 
pronto se transforma en un peso demasiado importante para cualquier equi-
po de radio. Se han desarrollado desde aquel momento diversas topologías 
de llaves de potencia y diferentes circuitos de control de acuerdo a las co-
rrespondientes llaves. 
En este capítulo exponemos todas las topologías que pudimos coleccionar 
que sean de aplicación en electrónica de entretenimiento o industrial con un 
pequeño comentario sobre su funcionamiento. Muchas ya fueron explicadas 
en el primer tomo, en ese caso este capitulo sirve de repaso, otras son nuevas 
o son variantes de las explicadas antes.
Rectificación y filtro de entrada
Las fuentes conmutadas son convertidores CC/CC, por lo que la red debe ser 
previamente rectificada y filtrada con una amplitud de ripple aceptable. La 
mayoría de las fuentes utilizan simplemente un rectificador en puente con su 
correspondiente capacitor electrolítico para el filtrado del ripple. Todas las 
fuentes pueden operar desde 90 a 132 V AC o de 180 a 260 V AC según sea la 
tensión de red (220V o 110V) donde se conecte el equipo. 
En los equipos que debe trabajar en países que poseen las dos redes de ali-
mentación se puede emplear una llave mecánica que transforma un puente 
usado en 220V, en un doblador de tensión para lugares con 110V. 
En una posición entonces, se configura el circuito como rectificador de onda 
completa en puente, obteniéndose aproximadamente 310 V CC desde la red 
de 220 V AC. En la otra el circuito funciona como rectificador doblador de 
tensión, obteniéndose también 310 V CC a partir de 110 V AC. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
30
Fig.1 Rectificador hibrido de entrada en posición doblador <Abrir circuito3-1.ms9>
Observe que el canal A del osciloscopio tiene una sensibilidad de 100V/div 
y el canal B que mide la salida 200V/div y que por lo tanto el rectificador 
entrega algo más de 300V.
En la figura 2, se puede observar el mismo circuito pero con la llave abierta 
transformándose en un rectificador en puente. 
Fig.2 Rectificador hibrido en posición puente 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
31
Observe que en este caso el osciloscopio está con los dos canales ajustados 
en 200V/div.
Actualmente existen equipos donde el trabajo de la llave se realiza automá-
ticamente con circuitos activos y llaves electrónicas. Otras fuentes tienen su-
ficiente regulación como para no requerir conmutaciones es decir que pue-
den operar desde 90V a 250V de entrada.
Cualquiera sea el rectificadorde red, para evitar sobrecalentamientos, los 
condensadores electrolíticos utilizados deben ser de bajo ESR (también lla-
mados de alto ripple o de baja resistencia interna) y de la adecuada tensión. 
Es conveniente conectar en paralelo con los capacitares electrolíticos, otros 
condensadores tipo de poliéster metalizado (MKP) para desacoplar la alta 
frecuencia de conmutación de la fuente pulsada y en muchos casos se agre-
gan capacitores cerámicos disco, para las componentes armónicas superio-
res de la conmutación, que caen dentro de la banda de TV.
Corriente de arranque
Cuando la fuente está en funcionamiento permanente, la corriente por los 
capacitaros electrolíticos puede ser del orden del amperio. Pero cuando el 
equipo se conecta a la red, la impedancia presentada por el capacitor electro-
lítico es muy baja por encontrase éste totalmente descargado. 
Sin una resistencia en serie adicional, la corriente inicial sería excesivamente 
alta y los diodos del puente no la admitirían. Pueden emplearse ventajosa-
mente resistencias NTC (coeficiente negativo de temperatura) también lla-
mados termistores, que limitan esta corriente a un valor aceptable si disipar 
energía durante el funcionamiento normal, porque al calentarse reducen su 
resistencia. Las fuentes de media y gran potencia disponen de circuitos ac-
tivos con resistencia o termistor limitador, que se cortocircuitan por medio 
de relés o de conmutadores electrónicos cuando el capacitor electrolítico ya 
está cargado. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
32
Fig.3 Agregado de un termistor PTC <Abrir circuito9-3.ms9>
Fuentes conmutadas con transferencia 
indirecta o Fly-Back
Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de las 
fuentes de hasta 100 W. Salvo en los equipos muy económicos sin fuente ais-
lada utilizados hasta fines del siglo pasado por las marcas asiáticas y por 
PHILIPS.
En la figura 4 de la página siguiente, se muestran los principios de esta topo-
logía de fuente conmutada.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
33
 Fig.4 Circuito de transferencia indirecta o Fly-Back
Cuando “T” conduce, la corriente crece linealmente en el primario del trans-
formador. Como el transformador fue diseñado con suficiente inductancia, 
puede almacenar energía a medida que el flujo magnético aumenta.
El sentido del bobinado, asegura que el diodo “D” está polarizado en sentido 
inverso durante este período, por lo que no circula corriente en el secunda-
rio. Cuando “T” se bloquea, el flujo en el transformador cesa, generando una 
corriente inversa en el secundario que carga el condensador a través del dio-
do, alimentando la carga. Es decir, en el campo magnético del transformador 
se almacena la energía durante el período activo del transistor y se transfiere 
a la carga durante el período pasivo (Fly-Back). El condensador mantiene la 
tensión en la carga durante el período pasivo. 
La regulación de tensión en la salida se obtiene mediante comparación con 
una referencia fija adecuada actuando sobre el tiempo activo del transistor 
llave. De este modo, la energía transferida a la salida mantiene la tensión 
constante, independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión 
de entrada.
La variación del período activo se controla por modulación de ancho de pulso 
(PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos, por autooscila-
ción, variando la frecuencia en función de la carga y manteniendo el tiempo 
activo fijo (variación del tiempo pasivo). 
+
+
+
- -
D
C
Rc
T
Vent
Vsol
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
34
El Fly-Back de salidas múltiples
La figura 5 muestra la simplicidad con que pueden añadirse salidas aisladas 
a una fuente de transferencia indirecta. Los requisitos para cada salida adi-
cional son un secundario auxiliar, un diodo rápido o un diodo schotky y un 
capacitor electrolítico.
Fig.5 Transferencia indirecta con salidas múltiples 
S2
Vs2
TR1
REG
REG
D
D
D
+
+
+
+
+
-
-
C
C
C
S1
Vs1
S
Vs01
vref
OPTOACOP.PWM
T
P
Ven1
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
35
Para la regulación de las salidas auxiliares, suele utilizarse un estabilizador 
lineal de tres terminales a costa de una pérdida en el rendimiento, o simple-
mente se regula una salida y se dejan las otras enganchadas con esta. En este 
último caso el sistema tiene regulación muy efectiva por el consumo de la 
salida controlada pero deficiente por el consumo en las salidas no reguladas. 
Sin embargo la regulación es suficiente para el caso de TVs de 20” o menos.
Fuente de transferencia directa (Forward)
En su forma básica es del tipo no aisladora según puede observarse en la 
figura 6.
Fig.6 Fuente de transferencia directa no aisladora <Abrir cicuito3-6.ms9>
Cuando se cierra la llave, la corriente crece lentamente cargando el capacitor 
de salida y alimentando la carga, hasta que se abre. Durante este tiempo, el 
diodo permanece en inversa, pero al abrirse la llave conduce y el inductor 
cargado hace circular corriente por el capacitor de salida la carga y el diodo 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
36
recuperador. Dado que circula corriente por la carga en los dos tiempos men-
cionados el sistema es de alto rendimiento. Puede existir un tercer tiempo, si 
se termina la energía en el inductor antes que vuelva a cerrarse la llave. Du-
rante ese tiempo la no existir ningún componente conduciendo se produce 
una oscilación amortiguada entre L y la capacidad distribuida.
Una variante de este circuito llamada fuente de transferencia directa aisla-
dora permite obtener un funcionamiento similar y aislación entre la entrada 
y la salida.
Es algo más complejo que el sistema Fly-Back aunque razonablemente senci-
llo y rentable para fuentes aisladoras de potencias comprendidas entre 100 
a 250W. 
Fig.7 Transferencia directa aisladora 
Cuando el transistor llave T está conduciendo, la corriente crece en el pri-
mario del transformador transfiriendo energía al terciario. El sentido de los 
devanados hace que el diodo D2 esté polarizado directamente durante este 
+ +
+
- -
D1
TR1
Ven
T
D2
D3
L
C
Rc
Vs01
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
37
tiempo; la corriente pasa a través de la inductancia L a la carga, acumulándo-
se energía magnética en L. Cuando “T” se apaga, la corriente en el primario 
cesa, invirtiendo la tensión en el secundario. En este momento D2 queda po-
larizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D3 con-
duce, permitiendo que la energía almacenada en L se descargue alimentando 
a la carga. El tercer devanado, llamado de recuperación, permite aprovechar 
la energía que queda en el transformador durante el ciclo de conducción de-
volviéndola a la entrada mediante D1.
Contrariamente al método Fly-Back, la inductancia cede energía a la carga 
durante los períodos de conducción y de corte de la llave, esto hace que los 
diodos soporten la mitad de la corriente y los niveles de ripple de salida sean 
más bajos.
Fuente Forward de salidas múltiples
Por cada salida adicional es necesario un secundario auxiliar, dos diodos rá-
pidos, una inductancia y un condensador de filtro. Esto hace que sea más 
costoso que el Fly-Back. 
Para mejorar la regulación en las salidas auxiliares se utilizan estabilizado-
res lineales.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
38
Fig.8 Directo con salidas múltiples
S2
Vs2
TR1
REG
REG
D
D
D
D
D
D
+
+
+
+
+
-
-
C
C
C
S1
Vs1
S
Vs01
vref
OPTOACOP.PWM
T
Ven1
L
L
L
D1
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
39
Fuente de contrafase (Push-Pull) 
Esta topología fue desarrollada para aprovechar mejor los núcleos magnéti-
cos. En efecto, cuando por un bobinado primario circula una corriente con-
tinua, el núcleo tiende a saturarse y se reduce su inductancia. Las topologías 
de circuito que anulan la circulación de CC tienen menos requisitos sobre el 
núcleo y permiten elegir núcleos más pequeños.
Fig.9 Topología Push-Pull o en contrafaseEn esencia consiste en dos convertidores directos, controlados por dos en-
tradas en contrafase. Los diodos D1 y D2 en el secundario, actúan como dos 
diodos de rectificación en un ciclo y de recuperación en el otro. Idealmente 
los períodos de conducción de los transistores deben ser iguales, el trans-
formador se excita simétricamente y al contrario de la topología forward, 
no es preciso prever entrehierro en el circuito magnético, ya que no existe 
asimetría en el flujo magnético y por tanto no existe componente continua. 
Ello se traduce en una reducción del volumen del núcleo del orden del 50% 
para una misma potencia.
+
+
+
- -
D1
T1
Vent
T2
TR1
T
D2
L
C
Rc
VS01
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
40
La precaución que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las 
características de conmutación de los transistores deben ser muy similares, 
y los devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfecta-
mente simétricos, incluso en su disposición física sobre el núcleo. Esto obliga 
a realizar bobinados del tipo bifilar en carretes especiales de doble sección; 
una para el primario y otra para el secundario.
También se ha de tener en cuenta, que los transistores conmutadores sopor-
tan cuando están apagados el doble de la tensión de la fuente de entrada.
Este tipo de fuente es la indicada cuando no se necesita realizar una regula-
ción del tipo PWM. Por ejemplo en convertidores de tensión de batería para 
equipos de audio. Con el agregado de un capacitor de sintonía entre los dos 
extremos del primario se puede fabricar una fuente prácticamente senoidal 
para alimentar un tubo fluorescente común o CCFL
Fuentes en Semipuente “H”
Es la topología más utilizada para tensiones de entrada altas (de 200 a 400V) 
y para potencias de hasta 2000W. En la figura 9 se aprecia el primario del 
transformador, conectado entre la unión central de los condensadores de 
entrada, y la unión de la fuente de T1 y el drenador de T2. Si se disparan al-
ternativamente los transistores T1 y T2 se conecta el extremo del primario a 
+310V y a 0V según corresponda, generando una onda cuadrada de 155V de 
valor máximo. La circulación de corriente por el primario pasa por C1 o C2 y 
genera una tensión igual a la mitad de la tensión de fuente en el terminal de 
la izquierda del transformador, como si estuviera permanentemente conec-
tado a 155V. De este modo sobre el primario se genera una CA que reduce el 
tamaño del núcleo. Luego con una adecuada relación de espiras, rectificación 
y filtrado se obtiene la tensión de salida deseada. 
Una ventaja de este sistema, es que los transistores soportan como máximo, 
la tensión de entrada cuando están apagados, mientras que en los sistemas 
Fly-Back, Push-Pull y Forward, esta tensión es por lo menos el doble. Esto 
permite que se utilicen transistores de 400 a 500V, cuando la tensión de en-
trada es la red de 220V rectificada, mientras que en las otras configuraciones 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
41
se requerirían transistores de 800 a 1000V. La regulación se logra comparan-
do una muestra de la salida con una tensión de referencia para controlar el 
ancho del estado de conducción de los transistores.
Fig.10 Topología en Semipuente “H”
Algunas de las ventajas del semipuente son:
Núcleos más pequeños �
Baja dispersión de flujo magnético �
La frecuencia en los filtros de salida es el doble de la frecuencia de �
conmutación
Filtro de reducidas dimensiones �
+
+
+
+
-
-
-
Vent
C1
C2
D1
TR1
D2
D3
D4
T1
T2
Vs01
Rc
C3
L
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
42
Bajo ruido y ripple de salida �
Fácil configuración como salidas múltiples �
Ruido radiado relativamente bajo �
La mayor desventaja consiste en que el primario del transformador trabaja a 
la mitad de la tensión de entrada y por tanto circula el doble de corriente por 
los transistores; pero esto es preferible con los MOSFET actuales de 50 A.
Fuentes en puente “H” completo (Bridge)
Fig.11 Puente H completo
+
+
+
-
-
D1
TR1
D2
D5
D6
D3
D4
T1 T3
T4T2
Vs01
Rc
C3
L
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
43
Para potencias superiores a 2000W, las corrientes en los transistores de con-
mutación serian excesivas para un semipuente. La figura 10 muestra la to-
pología básica de un convertidor puente, donde los transistores en ramas 
opuestas del puente T1 y T4 son disparados en fase cuando T2 y T4 están en 
contrafase. La amplitud de la onda cuadrada en el primario del transforma-
dor es por lo tanto de 310V; el doble que en la topología semipuente hacien-
do necesaria la circulación de sólo la mitad de la corriente para una misma 
potencia.
Fig.12 Realimentación en el modo de corriente
El empleo de cuatro transistores que deben ser excitados por separado, hace 
que el circuito de disparo sea más complejo. Si la conmutación en ambas 
OPTOACOP.
PWM
+
+
+
-
-
D1
TR1
RELOJ
LA
TC
H
S
R
T
Rc
D2
D3
L
C
Vref
Vs01
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
44
ramas está algo desbalanceada hace que aparezca una componente continua 
en el transformador produciendo la saturación del núcleo magnético. Esta 
saturación se evita con la introducción del condensador C1 en serie con el 
primario del transformador.
Este método de control de fuentes se ha incrementado últimamente al dispo-
ner de circuitos integrados que incluyen PWM y control en modo corriente 
en el mismo encapsulado.
El sistema de control en modo corriente, utiliza doble lazo de realimentación. 
Uno es el clásico a través del amplificador de error. El segundo lazo toma una 
muestra de la corriente por la inductancia del primario del transformador y 
la compara con la salida del amplificar de error. 
Para mejorar la relación Potencia/Volumen de los equipos, se han incremen-
tado las frecuencias de conmutación. Por encima de los 250KHz las pérdidas 
en la conmutación así como las interferencias electromagnéticas suponen 
problemas difíciles de resolver a un costo razonable. En efecto una señal rec-
tangular de 250 KHz genera la emisión de armónicos tan altos en la banda 
de AM que la fuente se hace imposible de resolver. Los problemas e inconve-
nientes en las conmutaciones se reducen considerablemente usando técni-
cas resonantes.
Fuentes resonantes
Las dos características más destacables en esta topología son: 
Conmutación a paso por cero de corriente, o sea, sin pérdidas en la �
conmutación.
La forma de onda de corriente es senoidal, es decir, menor fatiga de �
los componentes y eliminación del EMI en banda ancha.
En la figura 13 de la página siguiente se puede observar el circuito corres-
pondiente.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
45
 Fig.13 Fuentes resonantes
Cuando la llave se cierra con control PWM a frecuencia constante igual a la de 
resonancia, el sistema se denomina “Cuasi-resonante”, aunque la mayoría de 
los diseños regulan fijando los tiempos porcentuales de encendido/apagado 
de la llave y modulando por frecuencia.
Como puede apreciarse existen dos topologías fundamentales: Serie y Para-
lelo. La combinación L-C es conocida como tanque resonante y puede estar 
en el primario o en el secundario del transformador.
Las ventajas de las técnicas resonantes comienzan a producirse a partir de 
los 200KHz y hasta los 2MHz. Las frecuencias más altas son realmente una 
desventaja a la hora de diseñar las salidas múltiples porque son casi impres-
cindibles los diodos muy rápidos.
Un buen compromiso es la topología cuasi-resonante, configurada como se-
mipuente controlando el tanque L-C en el primario. Permite salidas múlti-
ples conservando las ventajas de la conmutación de corriente “al paso por 
cero” de la onda senoidal y la operación en alta frecuencia, que reduce el 
valor de los capacitores.
En la figura 14 de la página siguiente, el tanque resonante está colocado en el 
primario que es lo más común.
Rc Rc
L L
C
C
TANQUE SERIE TANQUE PARALELO
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
46
Fig.14 Tanqueresonante en el primario
TR1
D
C
C
+
+
-
L
Vent
T
Vs01
CONMUTADOR
RESONANTE
Rc
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Conclusiones
Como el alumno podrá observar al utilizar fuentes de mayor potencia 
se debe recurrir a diseños nuevos que tienen en cuenta el rendimiento 
y las interferencias, más que la economía.
Así surge un nuevo grupo de fuentes que son las resonantes de las cua-
les no tuvimos oportunidad de ver con anterioridad. Su funcionamien-
to teórico es muy sencillo. Si Ud. conoce el fenómeno eléctrico de la 
resonancia no puede tener dificultades en entender el funcionamiento 
de las mismas.
El problema es de índole práctico en lo que respecta a los componentes 
utilizados, o mejor dicho al apareamiento de los mismos. Estas fuentes 
ya fueron utilizadas en los TVs a TRC de gran tamaño del tipo SONY 
Trinitron y vuelven a ser utilizadas por los TV LCD y sobre todo en los 
Plasmas de 33” para arriba.
Más adelante vamos a tener oportunidad de explicar el funcionamiento 
detallado de una fuente de un Plasma PHILIPS que hace uso de esta to-
pología de circuito y que posiblemente sea la fuente más compleja que 
veremos en este libro.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
Consumo de energía e 
instalación de TVs Plasma4
En este capítulo
La potencia eléctrica
Un caso práctico con un TV TRC
Capacitores e inductores como carga de un generador de CA
Resolviendo el problema
Instalación eléctrica para un plasma de 43’’
La solución moderna para el consumo de un plasma
La regulación de fuentes con alto factor de potencia
El resto de la fuente de un plasma o un LCD
Prueba genérica de un preacondicionador
Iluminación de fondo y distancia de observación
Conclusiones
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
49
Por lo general un reparador está acostumbrado a trabajar con tensiones y 
corrientes, pero cuando se trata de potencia y energía suelen aparecerles al-
gunas dudas. Los TVs de 20” a TRC suelen tener un consumo de 80W lo cual 
implica que la corriente por el cable de alimentación no es muy grande y no 
hace falta ninguna instalación especial. 
Pero un plasma de 43” puede consumir 450W y eso ya es una potencia con-
siderable que requiere una instalación especial sobre todo porque en los TV 
mas antiguos no se usaban los que actualmente se llaman CIs de la línea ver-
de para fuentes y entonces deformaban la tensión de red generando poten-
cia reactiva.
Este es un problema para el usuario, para la compañía eléctrica y para el 
reparador que está en el medio de todo. En el fondo, podríamos decir que 
es un problema de todos porque implica un bajo rendimiento del sistema de 
transmisión de energía y eso significa que el generador debe alimentar al TV 
y a las pérdidas en la red que pueden ser considerables.
¿El medidor de una casa, acusa la potencia reactiva? No, pero de cualquier 
modo algunos cálculos nos permiten demostrar que la corriente por el cable 
de alimentación llega a valores inadmisibles si el TV no tiene circuitos espe-
ciales en la fuente. 
Por último, vamos a darle algunas indicaciones sobre la iluminación ambien-
te del recinto ideal para ver TV y la distancia óptima de observación de una 
pantalla de alta definición.
Con todos estos datos Ud. puede encarar el diseño de un “teatro en el hogar” 
que es un trabajo muy bien remunerado y que deja jugosas comisiones por 
la compra de equipos especiales y que con tiempo le permitirá fabricar sus 
propios equipos amplificadores de audio y bafles potenciados para que su 
cliente se ahorre un buen dinero.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
50
La potencia eléctrica
La potencia eléctrica es una sola, dicen algunos. Es el producto de la tensión 
por la corriente:
P = E . I 
Sin ninguna duda, porque cuando mayor es la tensión aplicada a una carga 
mayor es la corriente que circula por ella y mayor es la potencia puesta en 
juego. Y si se usa una carga menor circula más corriente con la misma ten-
sión aplicada y entonces la potencia también es mayor.
Un ejemplo puede aclarar la teoría. Analicemos la potencia puesta en juego 
en una estufa eléctrica de tres velas. Cada vela tiene su interruptor que pone 
los resistores en paralelo conectados a los 220V. Para simplificar las cuentas 
vamos a suponer que cada resistor es de 220 Ohms es decir que al conectar-
los a los 220V por ellos circula 1A. En la figura 1 se puede observar el circuito 
de la estufa en Multisim.
Fig.1 Simulación del circuito de una estufa eléctrica <Abrir circuito4-1.ms9>
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
51
En el ejemplo, sólo cerramos dos llaves J1 y J3 de modo que hay dos resis-
tores de 220 Ohms en paralelo conectados a la red de 220V eficaces. Esto 
significa que circulan 2 A y que la potencia eléctrica transformada en calor 
es de 220W x 2 = 440W. En el Multisim puede observarse estos valores con 
una gran aproximación en el Vatimetro y los dos tester digitales, usados uno 
como amperímetro y otro como voltímetro de CA.
Fig.2 Oscilograma de tensión y corriente con factor de 
potencia 1.000 <Abrir circuito4-2.ms9>
NOTA: para que el osciloscopio represente la corriente en color verde, el tes-
ter fue predispuesto con una resistencia interna de 1 mOhms.
El alumno debe jugar con la llaves y calcular la potencia como P = E. I en 
todos los casos o su equivalente P = I2R = E2/R. No importa la formula utili-
zada; lo importante es captar el concepto. La tensión es invariable porque los 
resistores se agregan en paralelo por lo tanto V = cte pero a medida que se 
reduce la resistencia aumenta la corriente (1, 2 o 3A) y la potencia se duplica 
o se triplica. Pero si la misma estufa se utiliza en una red de 110V circulará 
la mitad de la corriente (0,5; 1 o 1,5A) y esto significa la cuarta parte de la 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
52
potencia porque se redujo al mismo tiempo la tensión aplicada y la corriente 
circulante a la mitad del valor original.
Todo aparece muy claro aquí, pero observe que el Vatímetro tiene una ven-
tanita indicada como Power Factor (factor de potencia). Que en todo nuestro 
ejemplo está indicando 1.000 (mil).
En realidad, en nuestro ejemplo que posee una carga resistiva pura, la fase 
de la tensión V y la corriente I es igual a cero; es decir que no existe desplaza-
miento de fase. Cuando comienza a subir la tensión, también empieza a subir 
la corriente y viceversa como se puede observar en la figura 2. 
Pero hay muchas cargas; por ejemplo un tubo fluorescente, un motor, una 
lámpara de larga duración, un TV, etc. en donde el circuito equivalente no es 
un resistor puro sino una combinación de R, L y/o C en los cuales el factor de 
potencia no es unitario. Se dice que estas cargas son reactivas y que generan 
una potencia reactiva que cambian la indicación de la ventana “Factor de Po-
tencia” a valores menores que 1. Esto significa que la fase de las señales de 
tensión y de corriente ya no es cero; entre ambas señales existe un ángulo de 
fase que se indica por la letra griega φ.
¿Cómo se calcula la potencia cuando existe un desfasaje? Al producto E .I 
clásico se le agrega un termino mas que es el cos φ, es decir que la fórmula 
generalizada es:
P = E. I.cos φ
La función cos φ es una función trigonométrica definida como el cociente en-
tre el cateto adyacente y la hipotenusa de un triangulo rectángulo que tenga 
al ángulo considerado como ángulo menor. Cuando el ángulo es igual a cero 
el cos es igual a 1 porque el cateto adyacente y la hipotenusa tienen el mismo 
valor. En este caso se obtiene la formula particular para cargas resistivas 
puras.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Cuando la carga es inductiva, la tensión adelanta a la corriente y cuando es 
capacitiva atrasa. Esto significa que el factor de potencia se puede corregir 
utilizando un componente antagónico al que posee el circuito.
Un caso práctico con un TV TRC
Un TV TRC de 20” consume unos 80W. Y su circuito de entrada conectado a 
la red es siempre el mismo. Dejando de lado losfiltros de línea, siempre se 
trata de un puente de rectificadores que rectifica la tensión de red en onda 
completa. Para el caso de países con redes de 220V eficaces el circuito genera 
una tensión de 310V de continua sobre una carga de 1 KOhm con un electro-
lítico de 330uF. 
Fig.3 Consumo de entrada de un TV TRC de 20” <Abrir cicuito4-3.ms9>
Analicemos el circuito. El vatímetro está conectado sobre el generador que 
en este caso es de 220V. Podemos observar la carga constituida por R1 y C1. 
Como el capacitor C1 se carga al pico de la red sabemos que la tensión de 
salida va a ser de 310V (XMM2 nos indica precisamente 219V). El medidor 
de corriente XMM1 que se encuentra orlado indica una corriente de 770 mA 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
54
aproximadamente. Si realizamos el producto de ambos valores obtenemos 
170W en tanto que el Vatímetro XWM1 nos indica una potencia de 90W. El 
problema es que el capacitor C1 hace que la carga ya no sea resistiva pura. 
Ahora es reactiva capacitiva y por lo tanto genera un desfasaje que hace que 
el factor de potencia sea de 0,54.
Para saber que es lo que ocurre exactamente debemos analizar las señales 
de corriente y tensión por la red con un osciloscopio como se muestra en la 
figura 4. 
Fig.4 Oscilogramas de tensión y corriente por el TV TRC de 20”
Lo primero que se observa es que la corriente (en verde) ya no es senoidal; 
en efecto sólo se observa un arco de senoide que dura algo de 2 mS y termina 
cuando el pico de tensión llega a su máximo. Observe que los primeros picos 
son mayores que los últimos porque el proceso comienza con el electrolíti-
co descargado. Evidentemente debe ser así porque el capacitor, al quedarse 
cargado no permite la circulación de corriente durante 180º. Sólo cuando lle-
gamos casi la máximo de la señal de red, el diodo queda en directa y circula 
corriente por el.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
55
Cuando dos oscilogramas no son senoidales, no hay forma de establecer una 
diferencia de fase permanente entre ellos. En realidad si se filtra la forma de 
señal de corriente y se selecciona la fundamental del resto de las armónicas 
entonces si se obtiene una senoide de corriente con un ángulo de desfasaje. 
Luego las componentes superiores no tienen importancia porque la poten-
cia es siempre un producto de tensión por corriente y si la tensión no está 
deformada no hay componentes superiores a la fundamental y un producto 
por cero siempre da cero.
De cualquier modo observe que si realizamos el producto de E. I.cos φ el 
resultado es 170 x 0,54 = 91,8 W que es muy cercano al valor de potencia 
medido por el Vatímetro. 
¿Un valor de 0,54 para el factor de potencia es muy bajo? Si, por lo menos 
esta dentro de la faja que las compañías distribuidoras de energía eléctrica 
consideran que deben ser corregidas. En la Argentina por ejemplo hay dos 
límites de factor de potencia; por debajo de 0,8 el cliente paga una multa de 
10% en el costo de la energía y por debajo de 0,65 paga un 20%. 
¿Esto significa que mi TV TRC consume más energía eléctrica que la corres-
pondiente a un equipo de 80W? No, las empresas distribuidoras de energía 
no pueden facturar la potencia activa de los equipos; solo pueden medirla y 
avisarle al usuario que tiene una multa si la misma está fuera de rango. La 
medición es automática en el caso de los nuevos medidores electrónicos, de 
los llamados con doble numerador, ya que cuando el inspector va a su casa 
tiene dos display. En uno se observa el consumo de energía activa y en el otro 
el consumo de energía reactiva. La facturación se realiza en función de la 
energía activa pero si la reactiva está fuera de rango en la factura se le avisa 
al cliente y se le cobra un valor mayor por cada KW/H consumido.
Si su medidor es del tipo Ferrari (mecánico con disco giratorio) no ofrece la 
medición reactiva. En estos casos el inspector utiliza un medidor portátil de 
potencia reactiva que se acopla por una pinza amperométrica y un cable a la 
red.
¿Por qué las empresas no facturan la energía reactiva? Porque en realidad 
una carga reactiva no consume energía aunque el valor de la corriente medi-
da por la línea sea mayor. En nuestro ejemplo el tester XMM1 mide 770 mA 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
56
cuando debería medir 90W/220V = 441 mA. ¿Un misterio? No, es todo muy 
sencillo y lo develamos en el punto siguiente.
Capacitores e inductores como 
carga de un generador de CA
Imagínese que Ud. tiene su propio generador de CA de 220V con motor a 
explosión. Este generador posee un voltímetro, un amperímetro y un vatí-
metro de potencia activa. Si Ud. conecta un capacitor no polarizado de 10 uF 
sobre el generador inmediatamente observa que el amperímetro acusa una 
corriente de 688 mA.
Fig.5 Generador con carga capacitiva <Abrir circuito4-5.ms9>
El amperímetro XMM1 está predispuesto con una resistencia interna de 1 
mOhm para poder medir en forma directa la corriente en el osciloscopio. 
La explicación teórica de porque la potencia activa es nula es muy simple y 
se confirma mirando el osciloscopio. El ángulo de fase entre la tensión y la 
corriente corresponde a un capacitor ideal y es de 90º y el coseno de 90º es 
exactamente cero. Por lo tanto la potencia activa que es igual al producto de 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
57
la tensión por la corriente por el cos del ángulo formado entre estas dos va-
riables es igual 0, ya que una de las componentes es nula.
Intuitivamente se puede decir que el capacitor toma energía, pero devuelve 
al generador toda la energía que toma. Es decir que el generador es también 
un motor debido a su construcción interna y la energía que devuelve el capa-
citor lo hace girar de modo que el consumo de combustible del generador es 
el mismo con C1 conectado o desconectado.
Parece que simplemente ignorando la corriente que circula, estamos a sal-
vo de cualquier problema y no sabemos porque la empresa distribuidora de 
energía castiga a los usuarios que tienen un factor de potencia bajo.
La respuesta es muy clara: En la figura 5 nosotros idealizamos el problema 
porque colocamos el capacitor sobre el mismo generador. En un caso real el 
generador puede estar a varios Km del capacitor y la corriente de 770 mA 
recorrería toda la línea de transmisión de energía; y esta línea no tiene re-
sistencia nula y por lo tanto se calienta y genera energía térmica que sale del 
generador. Por otro lado, si bien es cierto que el generador se transforma en 
motor, no lo hace con una eficiencia del 100% y allí también hay una perdida 
de energía y la generación de calor. 
Resolviendo el problema
Sabemos entonces que las cargas reactivas son perjudiciales; pero Ud. estará 
pensando que no conoce ningún caso de un cliente que esté pagando una 
multa porque su TV tiene un factor de potencia muy bajo. Y es muy cierto; 
es mas le diría que si no fuera por el TV los domicilios particulares serían 
todos reactivos inductivos debido a los tubos fluorescentes, motores y otros 
dispositivos bobinados.
En efecto las cargas reactivas inductivas se compensan con las capacitivas de 
modo tal que generalmente se deben colocar capacitores compensadores del 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
58
factor de potencia en donde fuera necesario. Es decir que el desfasaje de un 
TV TRC le puede venir bien a la instalación general de una casa. En la figura 
6 mostramos un caso general de una instalación casera en donde juntamos 
todos los factores de potencia activos por un lado y reactivos inductivos y 
reactivos capacitivos por otro.
Fig.6 Caso de una instalación general compensada <Abrir circuito4-6.ms9>
Y si la instalación no está bien compensada entonces se debe agregar induc-
tores o capacitores de compensación que soporten la corriente puesta en 
juego en la instalación. ¿Por qué tratamos este tema en un curso de fuentes? 
En el apartado siguiente le vamos a mencionar un caso práctico que ocurre 
con las fuentes de un plasma.Por otro lado muchas veces el técnico recibe 
un TV LCD o Plasma para reparar que a veces no tiene ninguna falla. Simple-
mente la instalación eléctrica no era adecuada.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Instalación eléctrica para un plasma de 43’’
Hasta ahora hablamos de un TV TRC y llegamos a la conclusión de que ya 
estaba fuera de rango del factor de potencia. ¿Y que pasa con dispositivos 
de consumo más alto, como por ejemplo un Plasma? En la figura 7, se puede 
observar el circuito equivalente de entrada de un plasma de los primeros que 
salieron al mercado. 
Fig.7 Circuito equivalente de entrada de un plasma 
de 43” 220V <Abrir circuito4-7.ms9>
Estudiemos el peor caso que es con una red de 110V. 
Como se puede observar, para una potencia similar ahora la corriente por 
XMM1 es de 7,5 A sólo para el Plasma y considerando un amplificador de au-
dio de 100 + 100W y el resto de los equipos menores y una iluminación fluo-
rescente de 200W (la iluminación fluorescente ayuda a aumentar el factor 
de potencia) significa que todo el “teatro en el hogar” o home theater puede 
consumir unos 15A. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Fig.8 Circuito de entrada para un Plasma antiguo de 110V <Abrir circuito4-8,ms9>
Supongo que el lector se preguntará de que diámetro debe ser los cables 
que llevan energía al Plasma y al resto de los equipos que esta agrupados a 
su alrededor. Todo depende de la distancia que debe recorrer la instalación. 
Como ejemplo vamos a suponer que se debe cubrir una distancia de 10 me-
tros lo que hace un total de cable de 20 metros. Para estas distancias se pue-
de tomar una densidad de corriente de 5A por mm2 lo que en nuestro caso 
implica utilizar un cable de 3 mm2. Para distancias mayores se debe calcular 
que la resistencia del cable sea menor a 0,47 Ohms que es la resistencia serie 
que el fabricante le pone al puente de resistencia. Recuerde que la formula 
de la sección es:
S = d L/R 
en donde d es la resistividad del cobre y es igual a 1,7 10-8 Ohms x metros.
En una red de 220V el problema está bastante aliviado porque la corriente 
es exactamente la mitad es decir 7,5A y entonces se puede utilizar un cable 
de 1,5 mm2.
El problema mayor está en la instalación del laboratorio del reparador. Para 
trabajar en la sección caliente de una fuente de plasma Ud. necesita utili-
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
61
zar un trasformador separador de 220/220 o 110/110 y ese transformador 
debe soportar una carga que se estima en 3 a 5 veces la carga normal para 
que el transformador no se queme en caso de falla. Esto significa por lo me-
nos 1500W y un transformador de esas características implica un gasto de 
unos US$ 200 aproximadamente. Si usa un transformador aislador y lo utili-
za junto con un EVARIAC, tiene el instrumental más adecuado para la prueba 
de fuentes y de otras etapas del TV.
La solución moderna para el 
consumo de un plasma
En realidad el consumo de corriente podría ser mucho menor si la carga ca-
pacitiva estuviera compensada. Por ejemplo un consumo resistivo de 500W 
en 110V implica una corriente de solo 4,48 A y no de 7,5A como en el caso 
anterior. 
Fig.9 Consumo resistivo puro de 500W <Abrir circuito4-9.ms9>
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
62
La solución sería colocar un capacitor de por ejemplo 1 uF sobre el puente de 
rectificadores para que se refleje sólo una pequeña capacidad sobre la red. 
Pero esto significa que la tensión sobre el capacitor será prácticamente una 
CC pulsante que no se puede usar para alimentar una fuente regulada común 
como si fuera una CC con un pequeño ripple de 100 Hz.
En la figura 10 se puede observar el circuito equivalente de una fuente con 
un capacitor de 1 uF y en la figura 11 la forma de señal continua pulsante 
que se aplica al primer regulador generalmente llamado preacondicionador 
de fuente.
Fig.10 Circuito de entrada de un Plasma moderno <Abrir circuito4-10.ms9>
Evidentemente esta señal de entrada es cualquier cosa menos algo que se 
pueda asimilar a una continua. Pero si observa el factor de potencia del Va-
tímetro leerá un sorprendente .999 es decir que prácticamente es una carga 
resistiva pura. Pero es obvio que esa señal no puede alimentar directamente 
una fuente pulsada común aunque seguramente la fuente tratará de estabili-
zar la salida y se obtendrá en ella un ripple mas bajo, si su filtrado le permite 
corregir una frecuencia de tensión de error de 100 Hz. 
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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Fig.11 Tensión de entrada del preacondicionador <Abrir circuito4-11.ms9>
Por lo general, ésto no es cierto. En una fuente se genera la tensión de error, 
se la amplifica y se la filtra con un filtro que suele tener constantes de tiempo 
del orden del medio segundo para que generen un arranque suave de la ten-
sión de salida. Y si el amplificador de error es tan lento no se puede generar 
una PWM que corrija la tensión de salida. 
La regulación de fuentes con 
alto factor de potencia
En un Plasma y en algunos LCD de gran tamaño, entre la verdadera fuente de 
alimentación y el puente de entrada con baja capacidad se ubica una etapa 
llamada preacondicionador. El preacondicionador básico es una simple fuen-
te de transferencia indirecta sin transformador. El secreto está en el control 
de la fuente y no en la fuente misma. En la figura 12 se puede observar el cir-
cuito básico de la fuente de transferencia indirecta sin la sección de control.
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
64
Fig.12 Circuito básico del preacondicionador sin circuito de control 
En este circuito se utiliza una fuente de CC como entrada pero en el verdade-
ro circuito se utiliza la señal de la figura 11. La etapa de control es la encarga-
da de generar una señal PWM muy especial que aplicada a la llave J1 elimina 
el ripple de 100 Hz de la salida, dejando un señal continua casi pura de unos 
400 a 600V.
En una fuente común, la tensión de salida es la que aplicada a la etapa de 
control varía el tiempo de actividad de la llave J1 para mantener la tensión 
de salida constante. Recuerde que la etapa “voltímetro” mide esta tensión de 
la salida y la transfiere al control (en el preacondicionador no se requiere 
optoacoplador porque es una fuente no aisladora). En el control se amplifica 
la tensión de error, se filtra y se aplica a un modulador PWM para generar la 
señal de excitación de la llave J1. Este lazo de control a lazo cerrado es lento 
y solo corrige las variaciones de la carga (directamente) y de la tensión de 
pico de la entrada (indirectamente) por su influencia sobre la tensión de la 
carga.
En un preacondicionador se agrega un segundo lazo de control mucho más 
rápido que toma señal de error directamente del capacitor de entrada a tra-
Otorgado por Ingeniero Alberto Picerno
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vés de un atenuador resistivo. Esta nueva señal de error produce una gran 
modulación PWM que compensa la fluctuación debida a la baja capacidad.
Fig.13 Agregado de los bloques de control
En la figura 13 de la página siguiente se agregan los bloques necesarios para 
el generador PWM de doble entrada sobre el circuito básico. 
El circuito voltímetro toma una muestra de la tensión de salida y la compara 
con una fuente muy estable de tensión. Luego aplica esa tensión resultante 
de la comparación y la aplica al amplificador de error. La señal del capacitor 
de entrada de bajo valor se aplica a un atenuador y su salida se aplica al blo-
que amplificador de error pero por una entrada diferente a la anterior llama-
da multiplicadora. La salida amplificada se utiliza para modular el ancho de 
un oscilador astable de onda rectangular. 
Si por ejemplo, el oscilador astable funciona a 100 KHz, se puede decir que 
la llave muestrea la señal de error cada 10 uS. La señal de salida producto de 
esa muestra es un pulso rectangular que se repite cada 10 uS y que tiene un 
ancho variable de acuerdo a la fase de la señal de muestreo con respecto a la 
señal continua pulsante de entrada.