1 3 AM vs FM - Modulaciones digitales

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Teddy Valencia
Diego Maire
Técnicas de Modulación para 
Comunicaciones Móviles.
Capítulo V , “Wireless Communications, 
Principles & Practices”, (Part 1)
Dr. Theodore Rappaport
2
Técnicas de Modulación para 
Comunicaciones Móviles (cap V)
 5.1 AM vs FM
 5.2 AM
– 5.2.1 Banda Lateral Única AM
– 5.2.2 Tono Piloto SSB
– 5.2.3 Demodulación de señales AM
 5.3 Modulación Angular
– 5.3.1 Espectro y Ancho de Banda 
– 5.3.2 Métodos de modulación FM
– 5.3.3 Técnicas de Detección FM
– 5.3.4 Cambio entre relación SNR y BW en señales FM
 5.4 Modulación Digital
– 5.4.1 Factores para la elección de Modulación Digital.
– 5.4.2 Ancho de Banda y Densidad Espectral de Potencia
– 5.4.3 Códigos de Línea
3
Modulation Techniques for 
Mobile Radio (cap V)
 5.5 Técnicas de Formación de Pulsos
– 5.5.1 El criterio de Nyquist para la cancelación de ISI
– 5.5.2 Filtro Reductor de Coseno Alzado
– 5.5.3 Filtro Gausiano
 5.6 Representación Geométrica de Señales Moduladas
 5.7 Técnicas Lineales de Modulación
– 5.7.1 Binary Phase Shift Keying (BPSK)
– 5.7.2 Differential Phase Shift Keying (DPSK)
– 5.7.3 Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)
– 5.7.4 QPSK Técnicas de Transmisión y Detección
– 5.7.5 Offset QPSK
– 5.7.6 /4 QPSK
– 5.7.7 /4 QPSK Técnicas de Transmisión
– 5.7.8 /4 QPSK Técnicas de Detección
4
Introducción
OBJETIVO
El objetivo principal de la modulación es el de
transportar con la mejor calidad posible, señales de
información a través de canales afectos a
desvanecimientos, multitrayectos y limitados en ancho de
banda.
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FM v/s AM :
 Relación No lineal
 Amplitud Constante del Carrier
 Información en la fase o 
frecuencia
 Crecimiento de la calidad sobre 
cierto umbral
 Señal envolvente constante, 
señal modulante no altera el 
carrier
 Potencia no depende de 
amplitud de la información por lo 
se pueden utilizar amplificadores 
de RF no-lineales y de gran 
eficiencia (70 % en clase C).
 Relación Lineal Calidad -
Potencia
 Superposición de Amplitud
 Información en la Amplitud del 
carrier
 Mantener linealidad en potencia 
y amplitud de mensaje implica 
Amplificadores clase A-B. 30-
40 % de eficiencia.
 Todas las interferencias son 
recibidas y demoduladas.
6
FM vs AM 
VENTAJAS
 Mejor inmunidad al ruido 
(señales representadas como 
variaciones de frecuencia)
 Menos susceptible a Ruido 
impulsivo, (fluctuaciones 
rápidas en amplitud)
 Desvanecimientos de pequeña 
escala causan fluctuaciones
 Intercambio de BW por S/N
 Indice de Modulación, y por lo 
tanto BW puede variar para 
mejor S/N.
 Efecto Captura
 Ocupa menos BW, pues 
sistema de transmisión lineal
 Mejoró susceptibilidad a 
desvanecimientos usando tonos 
pilotos que ajustan rápidamente 
la ganancia para compensar 
fluctuaciones de amplitud
 Menor complejidad
 Se demodula fácilmente
 AM puede ser detectada 
coherentemente con un 
detector de producto. Superará 
a FM cuando se tenga señales 
débiles.
7
VENTAJAS DE FM
Resumiendo lo importante :
 Efecto Captura - Si dos señales en la misma banda de 
frecuencia llegan al receptor, será demodulada la de 
mayor potencia. La otra será rechazada. 
Por lo tanto más inmune a la interferencia co-canal.
 Eficiencia de Potencia - La potencia de una señal FM no 
depende de amplitud de la información, por lo tanto, se 
puede utilizar amplificadores de RF no-lineales, gran 
eficiencia (70 % en clase C).
 Intercambio de BW por S/N
8
Modulación de Amplitud (AM)
• Si Accos(2fct) es la señal portadora y m(t) la señal modulante,
la señal de AM puede ser representada por:
cm A/Ak 
)tf2cos()]t(m1[A)t(S ccAM 
• El índice de modulación “k” para una señal m(t)=Amcos(2fmt)
viene dado por:
• Este índice es usualmente llamado “porcentaje de modulación”.
Un porcentaje de modulación mayor del 100% distorsionará la
información transmitida no pudiendo ser demodulada por un
detector de envolvente.
9
Modulación de Amplitud (AM)
• El espectro de una señal de AM está dado por :
)]ff(M)ff()ff(M)ff([A
2
1
)f(S cccccAM 
• El ancho de banda de la señal de AM es : BAM = 2fm
• La potencia total en una señal de AM, donde <·> representa
el valor medio, es :
])t(m)t(m21[A
2
1
P 22cAM 
10
AM de Banda Lateral Única
• Una señal SSB se expresa matemáticamente así :
)]tf2(sin)t(m̂)tf2cos()t(m[AS cccSSB  
|AdB|
f
fc
fc + fmfc - fm
Banda lateral
Superior
Banda lateral
Inferior

|AdB|
f
fc fc + fm
Banda lateral
Superior
(+)(-)
11
AM de Banda Lateral Única
t
1
)t(m)t(h)t(m)t(m̂ HT


• El término corresponde a la transformada de Hilbert de
m(t) la cual está dada por :
)t(m̂
• Las 2 maneras más comunes de generar una señal SSB son :
A) Filtro pasabanda :
Bandpass Filterm(t)
Accos(2fct)
SSSB(t)
12
AM de Banda Lateral Única
B) Modulador Balanceado :
m(t)
Accos(2fct)
SSSB(t)
Carrier 
Oscillator
-90º
-90º
Phase Shift
)t(m̂

)]tf2(sin)t(m̂)tf2cos()t(m[AS cccSSB  
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SSB con Tono Piloto
• Aunque los sistemas SSB ocupan poco BW, su desempeño en
canales con desvanecimiento es muy pobre.
• Esto puede mejorarse introduciendo un pequeño tono piloto
dentro de la banda transmitida.
• El receptor detectará este tono y lo utilizará para ajustar la
frecuencia y fase del oscilador local. Debido a la alta correlación
entre los desvanecimientos sufridos por la banda de información
y el tono piloto, podremos emplear una suerte de control de
ganancia que compense las pérdidas por multitrayectorias.
• Este proceso se llama “Feedforward Signal Regeneration
(FFSR)”.
14
Transparent Tone-In-Band (TTIB)
f2 - f1
a
f
f
f
g
f2 - f1l
f
f
 
f1 f1f2 f2
Transmitter Receiver
a
a
b
c d e
f,g
h
i j k
l
15
f1
f2
f2
f1
Transmisor Receptor
f
a
g
b
c
d
e
f
h
i
j
k
l
16
Demodulación de Señales AM
• Las técnicas de recuperación de señales de AM se dividen en 2
grandes categorías : Demodulación Coherente y No-Coherente.
• La Demodulación Coherente requiere del conocimiento de la
frecuencia y fase de portadora en el receptor. La No-Coherente
no requiere información de fase.
• Un tipo de detección coherente de señal AM es “El detector de
producto” o “Detector de fase”. La detección no coherente se
lleva a cabo generalmente con un “Detector de envolvente”.
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Demodulación de Señales AM
)cos()t(RA
2
1
)t(v 0r0out )tf2cos()t(R rc 
)tf2cos(A 0c0 
LPF
v1(t)
A) Detector de fase :
B) Detector de envolvente : Un detector de envolvente ideal es
un circuito que tiene una salida proporcional a la envolvente
real de la señal. Si la entrada es , la salida será :)tf2cos()t(R rc 
Vout(t) = K|R(t)|
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Modulación de ángulo
 Modulación de frecuencia (FM)
  dxxfktfAS fccFM )(2cos 
Kf: Constante del sistema
 





 tf
AK
tfAS m
m
mf
ccFM 

 2sen2cos
Si usamos una señal modulante sinusoidal
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Características de FM
 La máxima desviación de frecuencia de la señal 
portadora es:
 Indice de modulación:
fmW
Âf fmd
f




Relación entre Âm y el 
BW de la señal transmitida 
El ancho de Banda (BT) de una señal FM (Banda Ancha), está 
definido como el intervalo en frecuencia que contiene el 98 % 
de la potencia transmitida. 
 
mfT fB 12   (Regla de Carson)
Amf
ÂmKf
f d 


2
df Constante de desviación de frecuencia. [Hz/V
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Técnicas de modulación FM
 Forma Directa
 Forma Indirecta
• Forma Directa: La frecuencia del carrier varía 
directamente en concordancia con la señal 
modulante de entrada. VCO son utilizados para 
variar la frecuencia de la portadora
• Forma Indirecta: Se genera una señal FM de 
banda angosta usando un modulador 
balanceado y un multiplicador de frecuencia 
para elevar la frecuencia portadora y la 
desviación en frecuencia al nivel requerido
21
Técnicas de modulación FM
 Forma indirecta
m(t)
Integrador
portadora
-90º
limitador
Multiplicador
de Frec. 
FM banda
anchaFM banda
angosta
X S
tftAtfAS ccccFM  2sen)(2cos 
22
Técnicas de detección FM
 Se busca el efecto contrario. Frecuencia instantánea 
a amplitud instantánea. En receptores prácticos, la 
señal RF es recibida, amplificada y filtrada en el 
carrier. Luego convertida a una frecuencia intermedia 
que contiene el mismo espectro.
 Los métodos utilizados son:
- Zero-crossing detection
- Slope Detection
- PLL
23
Técnicas de detección FM
 Zero-crossing detection
• Este es un buen método cuando se necesita 
linealidad sobre un amplio rango de 
frecuencias
• Idea: Utilizar los cruces por cero para generar 
un tren de pulsos cuyo valor medio sea 
proporcional a la frecuencia de la señal.
24
Técnicas de detección FM
 Slope Detection
• Se basa en derivar la señal de entrada y luego filtrar pasa bajo. 
La señal pasa a través de un limitador de amplitud que 
remueve las perturbaciones debidas al fading en el canal (Vi)
• Luego pasa a un filtro con una función de transferencia que 
incrementa la ganancia linealmente con la frecuencia.
• Se observa que la Ec., tiene un término variante en el tiempo 
proporcional a m(t) y otro DC que se filtra con un condensador.
 
)(22
)(
2)(
)(22cos)(2cos)(
tmKVfV
t
t
fVtv
dmKtfVttfVtv
fcco
t
fcci
















   
25
Técnicas de detección FM
 PLL
• Esquema de control en lazo cerrado 
consistente en un VCO cuya frecuencia de 
salida varía en función del voltaje de salida 
demodulado.
DETECTOR 
DE FASE
Amplificador 
y LPF
vco
M(t) señal 
demodulada
SFM señal de 
entrada
26
Compromiso entre SNR y ancho 
de banda de la señal FM
 La razón señal a ruido después de la 
detección, depende de SNRin , f,,f,max.
 La razón señal a ruido antes de la detección, es función del 
Ancho de Banda (B) del filtro pasabanda en la etapa IF, de la 
Potencia e Interferencia recibidas.
in
p
ffout SNR
V
tm
SNR )(
)(
)1(6)(
2
2








 
BN
A
SNR
f
c
in
)1(2
2
)(
0
2



Donde Vp es el valor peak a cero de la señal modulante
 
mfT fB 12  
fmW
Âf fmd
f




27
Compromiso entre SNR y ancho 
de banda de la señal FM
inAMfout
inffout
SNRSNR
SNRSNR
)(3)(
)()1(3)(
2
2




Entonces, para una señal tAtm mm sen)( 
Comparación: La señal recibida en la entrada de un receptor AM, 
(con un filtro en la entrada de ancho B), tiene un BW = 2B. Luego, 
la relación Señal Ruido está dada por:
BN
A
SNR cinAM
0
2
2
)( 
fmW
Âf fmd
f




 
mfT fB 12  
28
Modulación Digital
 Compresión de datos para ahorro de ancho 
de banda
 Mayor inmunidad al ruido que la modulación 
de ángulo
 Más robusto a imperfecciones del canal 
 Fácil multiplexión
 Mayor seguridad
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Diagrama de bloques funcional de un 
sistema de telecomunicaciones digital
Formateo
Codif. de 
Fuente
Mux
Codif. de 
Línea
Modulac. 
de 
portadora
Tx
Sincronismo de 
Trama/Cuadro
Acceso al 
Medio de Tx
Formateo 
Inverso
Decodif. 
de 
Fuente
Ecualiz. 
de canal
Amplific. 
en FI y 
selectivid.
RxMux
Recuperación de 
Sincronismo de 
Trama/Cuadro
Detector
M-ario
Recuperación 
de 
Sincronismo
30
Factores que influyen en la elección de 
un esquema de modulación
 Baja tasa de error en una baja relación señal a 
ruido
 Funcionando en múltiples condiciones y en las 
peores
 Mínimo ancho de banda
 Bajo costo y fácil implementación
Idealmente
31
Factores que influyen en la elección 
de un esquema de modulación
Eficiencia de Potencia
para cierto BER 
típicamente
Eficiencia de Ancho de banda
Describe la habilidad de un esquema para acomodar la 
información dentro de un ancho de banda limitado. 
o
b
N
E
 p 
  HzbpsB
B
R

510
32
Factores que influyen en la elección 
de un esquema de modulación
 Teorema de Shannon
El valor máximo para la transmisión sin errores







N
S
B
C
Bmax 1log 2
33
Factores que influyen en la elección 
de un esquema de modulación
Compromiso: 
En general, existe un compromiso entre 
eficiencia de potencia y eficiencia de ancho de 
banda. 
• Agregar código de control de error reduce la 
tasa de errores pero además reduce la tasa de 
transmisión.
• Modulación M-aria reduce requerimientos de 
ancho de banda pero aumenta tasa de errores.
34
Factores que influyen en la elección 
de un esquema de modulación
 Otros factores:
• Fading tipo Rayleigh y tipo Rician
• Dispersión por Multitrayectos
• Costos y simplicidad de la modulación
35
Factores que influyen en la elección 
de un esquema de modulación
 Complejidad relativa de esquemas de modulación
digital
36
Codificación de Línea
 Proporciona características como:
» Sincronización y Transparencia
» Capacidad de detectar errores
» Baja probabilidad de error
» Eficiencia Espectral
 Es utilizada para entregar al tren de pulsos 
de banda base características espectrales 
especiales: NRZ, RZ, Manchester, etc.
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Codificación de Línea: espectros de 
señales típicas
Rb 1.5Rb
0.5Rb Rb 1.5Rb
0.5Rb Rb 1.5Rb
NRZ
RZ
Manchester
38
Técnicas de Formación de Pulsos
 Cuando pulsos rectangulares pasan por un 
canal de BW limitado, se producen 
deformaciones del pulso, lo que genera ISI 
(Inter Symbol Interference)
 Por esto se filtran los pulso rectangulares 
para adaptarlos a la característica del canal 
de forma que en el extremo receptor se evita 
ISI en el instante de muestreo con un 
requerimiento de BW finito en el canal.
39
Criterio de Nyquist






00
0
)(
n
nK
nTh seff
Donde heff(t) es la forma de onda recibida (pulso 
transmitido y efecto de los filtros del canal completo) Ts es 
el período del símbolo, (se asume que se muestrea una 
vez por símbolo, al final de este) n es entero y K es una 
constante real cualquiera. 
“1º criterio de Nyquist para cancelación de ISI”
40
Criterio de Nyquist
 Criterio de Nyquist para cero ISI: solución de 
mínimo ancho de banda
T 2T 3T-3T -2T -T
Forma de pulso ideal para cero ISI (Nyquist)













s
s
eff
T
t
T
t
sin
th


)(
41
Criterio de Nyquist
 Criterio de Nyquist para cero ISI:
Existen diversos filtros que cumplen con el criterio de 
Nyquist
• El filtro rectangular ideal presenta complejidades en 
su implementación, al decaer muy lentamente las 
colas de los pulsos resultantes. Así la acumulación 
de ISI sólo es cero si se muestrea sin ningún error 
de posición temporal 
• Es preferible otro tipo de filtraje del pulso, más 
fácilmente realizable, y más tolerante a errores en 
el instante de muestreo.
42
Filtro Reductor Coseno Alzado
 Respuesta a impulso
2
s
ss
RC
)T2/t4(1
)T/tcos(
t
)T/tsen(
)t(h

 




 = factor de reducción
conserva los cruces por cero del pulso, pero decae 
mas rapido sugun el factor de reducción 
43
Filtro Reductor Coseno Alzado
 Ancho de banda de RF requerido, B
s
s
T
1
)1(R)1(B 
 = factor de reducción
44
Filtro Reductor Coseno Alzado
 respuesta en frecuencia, banda base : 
 = 0
 = 1
 = 0.5
frecuencia0 fs/2 fs
45
Filtro Reductor Coseno Alzado
 respuesta en tiempo
 = 0
 = 1
tiempo0 Ts 2Ts
46
Filtro Reductor Coseno Alzado
• De los mas populares en las comunicaciones 
móviles
• Satisface el criterio de Nyquist
• Requiere de modulación lineal para preservar forma 
temporal (o amplificadores con potencia de salida 
adaptable a la señal) 
• Para “construir” digitalmente estos pulsos, en lugar 
de generarlos bit a bit es más eficiente agrupar 
secuencias (por ejemplo 3 bits consecutivos) y tener 
almacenada la forma temporal de cada una de las 
combinaciones (8 posibilidades para 3 bits) 
47
Filtro Gaussiano
Pulso Gaussiano (Gaussian Pulse-shaping 
Filter)
La repuestaen frecuencia (banda base) es:
Y la respuesta en tiempo respectiva:
)fexp()f(H
22
G 
)texp()t(h
2
2
2
G






48
Filtro Gaussiano
Pulso Gaussiano (Gaussian Pulse-shaping 
Filter)
El ancho de banda de -3[dB] (banda base) está 
relacionado con  y resulta ser igual a:

1774.1
B
49
Filtro Gaussiano
Pulso Gaussiano (Gaussian Pulse-shaping 
Filter)
Se observa que:
• No cumple con criterio de Nyquist ya que la señal 
temporal no tiene cruces por cero
• Cuanto mayor el valor de , menor el ancho de 
banda y mayor la dispersión temporal o sea 
mayor ISI para una determinada tasa de 
transmisión.
• El espectro de frecuencias decae rápidamente 
fuera de la banda 
50
Filtro Gaussiano
 Filtro de pulso Gausiano
0 Ts /2 3Ts/2
 = 2.0
 = 0.5
 = 1













2
2
2
G
22
G
texp)t(h
)fexp()f(H
51
Filtro Gaussiano
 Filtro de pulso Gaussiano
Se ha comprobado que este tipo de pulsos exhibe 
mejor inmunidad a los efectos de amplificación no-
lineal que los pulsos coseno alzado 
52
Técnicas de Modulación Lineal
La modulación lineal se caracteriza por que la amplitud 
de la señal transmitida s(t) varía linealmente con la 
amplitud de la señal modulante m(t)
)]tf2sen()t(m)tf2cos()t(m[A 
)]tf2jexp()t(m ARe[)t(s
cIcR
c


Donde:
A = amplitud (constante real)
fc = frecuencia de la portadora
m(t) = mR(t) + jmI(t) es la envolvente compleja 
de la señal
53
Técnicas de Modulación Lineal
 La modulación lineal es eficiente desde el punto de 
vista de utilización del ancho de banda, pero 
requiere amplificación lineal de RF, lo que implica 
mala eficiencia en el uso de la potencia.
  HzbpsB
B
R

54
Técnicas de Modulación Lineal
 BPSK (Binary Phase Shift Keying)
 DPSK (Differential Phase Shift Keying)
 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
 OQPSK (Offset QPSK)
 /4 QPSK
55
Técnicas de modulación Lineal
 BPSK (Binary Phase Shift Keying)
b
c
c
Tt0 
tcos)t(a)t(p0
 tcos)t(a)t(p1
 





Espectros: 
• Para BPSK, pulsos rectangulares el “ancho 
espectral entre nulos” es igual a 2/Tb = 2Rb. El 
90% de la energía está en un ancho de banda de 
1,6Rb
• Si se usan pulsos coseno alzado con   0,5 toda 
la energía de los pulsos está contenida en un 
ancho de banda de 1,5Rb
56
Técnicas de Modulación Lineal
 BPSK (Binary Phase Shift Keying)
fc-2Rb fc-Rb fc fc+Rb fc+2Rb 
Pulsos rectangulares
Coseno alzado =0.5
57
Técnicas de Modulación Lineal
 DPSK (Differential Phase Shift Keying)
• El tren de pulsos es codificado diferencialmente 
con la muestra anterior a modular y luego se 
modula la diferencia bajo BPSK.
Mk 1 0 0 1 0 1 1 0
Dk-1 1 1 0 1 1 0 0 0
Dk 1 1 0 1 1 0 0 0 1
XOR
Ret Ts
Mk Dk
58
Técnicas de Modulación Lineal
 DPSK (Differential Phase Shift Keying)
Circuito
Lógico
Delay Tb
Modulador de
producto
Señal DPSK
Señal entrada 
(Mk)
(Dk-1)
(Dk)
Cos(2fct)
59
Técnicas de Modulación Lineal
Probabilidades de error
Si Eb = energía 1 bit y 
N0 = densidad espectral de potencia 
unilateral de ruido aditivo gaussiano



















0
b
DBPSK ,e
0
b
0
b
BPSK ,e
N
E
exp
2
1
P
N
E
erfc
2
1
N
E2
QP
60
Técnicas de Modulación Lineal
 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
• Posee el doble de eficiencia de BW que BPSK, 
ya que 2 bits son transmitidos por símbolo 
sE
sE2
11
10
00
01
Desfase  corresponde a cambio de ambos bits
61
Técnicas de Modulación Lineal
 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
0
b
0
b
QPSK ,e
N
E
erfc
2
1
N
E2
QP 









La probabilidad de error es la misma que en 
BPSK!!
Recordar que : 
bS EE 2
62
 QPSK Densidad espectral de Potencia
Técnicas de Modulación Lineal
fc-Rb fc-Rb/2 fc fc+Rb/2 fc+Rb 
Pulsos rectangulares
Coseno alzado =0.5
63
 QPSK Transmisor
Técnicas de Modulación Lineal
90º
Serial to 
Parallel
Converter
LPF
Local 
Oscillator BPF
LPF
QPSK
signalInput Data, Rb
Transmisor QPSK
)(tmI
)(tmQ
64
 QPSK Receptor
Técnicas de Modulación Lineal
90º
LPF
Recuperación
de portadora
BPF Recuperación 
del tiempo
de símbolo
Señal 
recibida
LPF
Circuito de
decisión
Circuito de
decisión
Multiplexor
Receptor QPSK
Señal 
recuperada
65
Técnicas de Modulación Lineal
• Si se usan pulsos NRZ en banda base, QPSK 
debería tener una amplitud de portadora constante. 
Sin embargo cuando se usa formación de pulsos 
para limitar el ancho de banda (como coseno 
alzado) la amplitud de los pulsos y por lo tanto de la 
envolvente deja de ser constante. 
• Otra forma de ver esto es considerando que en un 
ancho de banda limitado, las transiciones no pueden 
ser instantáneas, y por lo tanto en los saltos de fase 
de  radianes; la amplitud de la envolvente pasará 
por cero 
66
Técnicas de Modulación Lineal
• En consecuencia habría que usar amplificación 
lineal (ineficiente!) para preservar la característica 
espectral de la señal modulada 
• Los cambios en fase de  ocurren sólo cuando 
cambian ambos bits a la vez
• Para contrarrestar esto es que se desarrolló 
OQPSK, que consiste en defasar los cambios en las 
dos secuencias de bits
67
 OQPSK (Offset QPSK)
• El tren de pulsos (par e impar) es separado y se 
desplaza temporalmente uno de ellos en un 
periodo de bit, de manera que las transiciones y 
no ocurran en forma simultánea.
• Con esto se evitan las transiciones de fase de 
180º
• El espectro en frecuencia es el mismo que para 
QPSK
• Desde el punto de vista de la generación de 
bandas laterales espectrales, la señal resultante 
es mucho más tolerante a no linealidades en la 
amplificación, 
Técnicas de Modulación Lineal
68
 /4 QPSK y /4 DQPSK
• Es una modulación QPSK que ofrece un 
compromiso entre OQPSK y QPSK en términos 
de permitir máximas transiciones de fase (135º). 
• Ofrece el atractivo de permitir demodulación no 
coherente (diferencial) 
• En canales con multitrayectoria se comporta 
mejor que OQPSK {Liu89}
• Se basa en conmutar entre dos constelaciones 
diferentes en cada período de símbolo y con ello 
se facilita la recuperación de reloj.
Técnicas de Modulación Lineal
69
Técnicas de Modulación Lineal
4
10
4
300
4
301
4
11
 fase de cambiodibits
 
k1kk
(t)}{sen Q(t)y 
(t)}{cost)donde I(
))t(t
c
cos( 
)t
c
sen()}t(sen{)t
c
cos()}t(cos{ 
)t
c
sen()t(Q)t
c
cos()t(I)t(
QPSK
4
s
k














70
Técnicas de Modulación Lineal
 Constelaciones de /4 QPSK y /4 DQPSK 
71
Técnicas de Modulación Lineal
 Detección de /4 QPSK y /4 DQPSK 
• Facilidad de implementación de /4 DQPSK
• BER casi 3dB inferior al detector coherente 
/4 QPSK
• En baja tasa de bit, canales con fading rápido 
tipo Rayleigh, detección diferencial ofrece bajo 
error, porque no depende de la sincronización
72
Técnicas de Modulación Lineal
 Standarts que las utilizan
– BPSK: IS-95
– QPSK: IS-95
– /4 DQPSK: USDC, PACS, PDC,PHS