Actividades Previas a la Practica No. 6 Laboratorio de Comunicaciones Digitales

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UNIVERSIDAD NACIONAL AUTÓNOMA DE MÉXICO
FACULTAD DE ESTUDIOS SUPERIORES CUAUTITLÁN 
LABORATORIO DE COMUNICACIONES DIGITALES GRUPO: 1759 D
ACTIVIDAD PREVIA NO. 6
“MODULADOR PSK”
PROFESOR: ÁNGEL HILARIO GARCÍA BACHO
ALUMNO: JORGE ANTONIO JIMENEZ BERNAL
SEMESTRE 2017-I
SIMULACION FIGURA 6.1
MODULADOR PSK
Técnica que consiste en multiplicar una señal digital polar u(t) (amplitud +/- 1, sin nivel DC) con una portadora sinusoidal. La señal BPSK se genera invirtiendo la fase en cada cambio de la señal digital, obteniendo fases de 0 y 180°; en general tiene poco ancho de banda y alta inmunidad al ruido de canal. La expresión de la señal modulada BPSK es:
	
	Señal modulada BPSK.
Generación PSK:
	
	Generación BPSK.
El espectro:
El espectro de la señal PSK no tiene componente DC de modo que, luego de ser trasladada en frecuencia, se tendrá el mismo espectro que en ASK pero sin las líneas de portadora (wc).
	
	Modulación BPSK.
Constelación BPSK:
En la constelación BPSK se representan dos fases, una invertida respecto a la otra con la misma amplitud. Comparando la BPSK con la de FSK, se puede comprobar que la BPSK es más inmune al ruido, pues esta debe ser de mayor potencia (mayor distancia a desplazar el punto para entrar en la zona del otro símbolo) para que el receptor decodifique correctamente. Sólo la señal ASK se puede detectar por envolvente, mientras que la detección de una señal PSK es necesariamente síncrona.
	
	Se muestra el patrón de constelación para la forma de onda BPSK indicada.
Detección Síncrona:
Detección síncrona: La demodulación PSK consiste en recuperar la información contenida en la fase de la señal modulada PSK. Para obtener los bits a partir de las dos fases posibles, se puede utilizar el siguiente esquema de detección síncrona. Se multiplica la señal modulada BPSK con una señal de referencia sinusoidal recuperada de igual frecuencia y fase que la portadora del modulador. Se generan 2 componentes: una continua y una señal de frecuencia doble. Aplicando la salida a un filtro pasa bajos LPF eliminamos la frecuencia doble. La componente continua será positiva cuando la señal de entrada esté en fase con la de referencia y negativa cuando exista un desfase de 180°. A partir de esta señal con un comparador se consigue la señal digital estimada.
	
	Demodulación síncrona PSK.
Detección por correlación:
La detección síncrona BPSK se mejora si se instala un filtro acoplado en el receptor (ver figura) para recuperar la información a partir de las fases de la señal modulada PSK.
	
	Demodulación por correlación PSK.
Finalmente se muestra un ejemplo donde se tienen las formas de onda en cada uno de los puntos del detector de la gráfica anterior.
	
	Formas de onda en la detección por correlación PSK.
Como los circuitos a diodo que se van a describir producen sumas y diferencias de las dos frecuencias de en-trada, pueden usarse como moduladores y demoduladores de amplitud, así como mezcladores; es por esta razón que los términos "modulador balanceado" y "mezclador balanceado" son sinónimos. En la discusión que sigue, las fre-cuencias de entrada serán f R F y f L O , dando lugar a la salida fIF. En el estudio de moduladores DSB/SC, (doble banda lateral, portadora única)por otra parte, las frecuencias de entrada serán fc (portadora) y fm (señal moduladora) y la salida deseada estará en fc ± fm .
Un mezclador balanceado es aquel en el que las frecuencias de entrada no aparecen en la salida. Idealmente, las únicas frecuencias que se producen son la suma y la diferencia de las frecuencias de entrada.
Un circuito multiplicador, donde la amplitud de salida es proporcional al producto de dos señales de entrada, puede utilizarse como un mezclador balanceado. Es fácil la demostración matemática. Sea la ecuación del multiplicador
Sea la entrada consistente en dos ondas seno de diferentes frecuencias, como antes. Por simplicidad, suponga que cada señal tiene una amplitud máxima o pico de 1 V.
Entonces la salida será
vo	Avi1vi 2
Asen	1t sen	2 t
La figura 7.6a muestra un circuito mezclador de diodo de balance único en el cual se aplica el voltaje del osci-lador local entre los puntos a y b. Este voltaje se supone lo suficientemente grande para “encender” completamente los diodos durante el medio ciclo en que a sea positivo respecto a “b”, así como para “apagarlos” durante el otro medio ciclo.
Además, V L O se supone mucho mayor que V R F , de tal suerte que VLO controle siempre los estados de dio-do. Por consiguiente, los diodos operan como conmutadores, haciendo un cortocircuito entre los puntos c y d, dan-do lugar a que vo sea cero siempre que vab sea positivo. La figura 7.6b, con diferencia entre fLO y fRF muy exagerada, muestra a vo(t) como aparecería a través de la carga resistiva. (Para el mezclador de receptor, la carga se sintoniza-ría con la frecuencia intermedia fIF con el objeto de filtrar componentes de frecuencias indeseadas)
Figura 7.6. Operación del mezclador a diodo de balance único: (a) circuito mezclador; (b) voltaje de salida en la carga resistiva; (c) función de conmutación producida por los diodos y el oscilador local [observar que la escala de tiempo está extendida con relación a la de (b)] (d) espectro parcial de la salida.
Para determinar el espectro de la onda de salida, se observa que vo(t) en la figura 7 . 6 b es el producto de la onda de entrada y una función de conmutación de la frecuencia de oscilador (mostrada en la figura 7 . 6c ) De los resultados del problema 7 . 3.1 , la función de conmutación está dada por
	
	1
	
	
	
	sen n
	2
	
	
	
	
	
	
	S (t)
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	2
	
	
	n
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	n 1
	
	
	
	
	
	
	
	
	(7-13)
	
	
	
	
	
	
	2
	
	
	
	
	
	
	
	Si la señal de entrada del mezclador es
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	(7-1 4 )
	VRF(t) = VRF cos RFt
	
	
	
	
	
	
	
	
	el voltaje de salida estará dado por
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	1
	
	sen
	n
	
	
	
	
	v0 (t) vRF (t)xS (t) VRF cos RF t
	
	
	
	
	
	2
	cos n LO t
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	2
	
	
	n
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	n 1
	
	
	
	
	
	(7-15)
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	2
	
	
	
	
El factor (sen n /2 )/(n /2 ) tiene valores tales que todas las armónicas pares de la frecuencia fLO del osci-lador desaparecen en la salida y, ciertamente, no habrá términos de frecuencia fLO y sus armónicas impares, sino sólo términos debidos a los productos cos R F t x cos n LOt con n impar. Observe que la señal de entrada en g R F aparecerá también en la salida con amplitud reducida. En la figura 7 . 6 d se muestra un espectro parcial de las componentes de salida. Todas las componentes, salvo la deseada, gIF =f LO-fRF se eliminarán mediante filtrado.
El mezclador de balance único de la figura 7. 6 tiene la desventaja de que aparece a la salida una componente
de frecuencia fRF. En la figura 7 .7 a se muestra un m e zc la d o r d e ba lan c e d ob le , con aislamiento entre los tres puertos, logrado mediante transformadores con derivaciones centrales. Como en el circuito anterior, el voltaje del
oscilador local se supone lo suficientemente grande para controlar el ciclo de encendido-apagado de los diodos; es decir, las corrientes debidas a vRF son pequeñas en comparación de las originadas por VLO.
La figura 7 . 7b ilustra las corrientes (i1 e i2) de radiofrecuencia durante el tiempo en que VRF hace que el punto a sea positivo respecto a e y b y cuando vL O hace positivo a c respecto de d . Los diodos D1 y D2 se encienden por la acción de vL O y fluye una corriente alrededor del circuito c-a-d- f-c. Lo s D3 y D4 están apagados por tener pola-rización inversa. Las corrientes i1 e i2 a través de sus diodos respectivos se suman en la carga para dar lugar al voltaje vo con la polaridad indicada. Nótese también que iLO no fluye en el devanado del transformador de entrada (RF) y que los puntos a y f están al mismo potencial (a la frecuencia fLO) si los diodos y el transformador LO están perfec-tamente balanceados.
Para la figura7. 7 c, la polaridad de VRF es la misma que en la 7 .7 b, aunque la polaridad de VLO está invertida, haciendo al punto d positivo respecto al c. Los diodos D3 y D 4 se encienden y los D 1 y D 2 se apagan. El voltaje veb de RF origina las corrientes de RF i3 e i 4 indicadas a través de sus respectivos diodos; su suma fluye de izquierda a derecha a través de la carga, produciendo un vo de polaridad opuesta al de la figura 7 .7b . La corriente del oscila-dor local fluye a través del circuito que contiene a D 3 y D4 , pero no en el transformador RF.
La figura 7 . 7d muestra la polaridad inversa vo(t) resultante en la frecuencia LO, con la envolvente de la onda de-terminada por vR F. Como antes, la diferencia entre fL O y fRF se exagera en el dibujo. Es importante observar que iLO no fluye en el transformador de RF, de tal suerte que el puerto de RF está aislado del oscilador local. También las figuras 7.7b y c muestran las corrientes de RF que fluyen en direcciones opuestas en las dos mitades del devanado de LO, de tal suerte que no se induce voltaje de frecuencia fRF en el puerto LO si el transformador de LO se cons-truye con derivación exacta en su centro.
La función de conmutación producida por VLO y los diodos se muestran en la figura 7.7e y está dada por
	sen n
	
	
	
	
	
	
	S (t) 2
	
	2
	cos n LO t
	(7 -16)
	
	
	
	
	
	
	
	n 1
	n
	
	
	
	
	
	
	
	
	2
	
	
	
	
	
	
	
	La multiplicación de S(t) por el voltaje de entrada (RF) da la salida
	
	
	
	
	
	
	
	sen n
	
	
	
	v0 (t) 2VRF
	cos RF t
	
	
	
	2
	cos n LO t
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	n
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	
	n 1
	2
	
	
	(7-17)
Figura 7.7. (a) Mezclador a diodo de balance doble; (b) esquema parcial cuando Vcd es positivo; D1 y D2 se encuentran encendidos y D3 y D4 apagados; (c) esquema parcial cuando Vcd es negativo; (d) forma de onda del voltaje de salida en una carga resistiva y (e), función de conmutación del mezclador.
El espectro de salida contendrá sólo las frecuencias nfLo ± f R F , con n impar. Ni fLO ni fR F aparecen a la salida.
Este tipo de mezclador se ha popularizado por su sencillez y porque opera dentro de un rango amplio de frecuencias, determinado principalmente por el diseño de los transformadores. Si se usan transformadores de líneas de transmisión con núcleos toroidales, se pueden obtener anchos de banda de 1000: 1. El balance del mezclador y el aislamiento entre los puertos se determinan por la exactitud del balance de los devanados de transformador y el acoplamiento cuidadoso de las características de los diodos.
Estos mezcladores por lo común tiene una pérdida de conversión del orden de 6dB y una cifra de ruido que va de 6 a 8 dB. El aislamiento del LO respecto al puerto de RF es de alrededor de 50 dB, decreciendo en frecuencias más altas, en virtud del desbalance debido a capacitancias parásitas y otros factores. Los productos de intermodulación de tercer orden en dos tonos están, por lo general, abajo de las componentes deseadas de FI en 50 a 60 dB.
APLICACIONES MC1496
Modulador AM
Detector de producto SSB
Mezclador balanceado doble
Detección de fase
Detector de FM
REFERENCIAS
http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=Mc1496%20datasheet&gclid=CN7Kntq4-88CFYWAaQodeHENnA
https://en.wikipedia.org/wiki/Product_detector